具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。

本发明通过改善时间同步方法，将接收信号变为数字基带信号之后，分两路依次进行极性校正、累加的操作，然后实现了扩频码的高精度同步。该方法以极少的资源消耗为代价，有效地提高了扩频通信接收机处的时间同步精度，对实际工程的实施具有重要的指导意义，具体地：

如图1所示，一种通信系统高精度时间同步方法，包括以下步骤：

S1.扩频通信发射机生成信息序列，并将生成的信息序列经过扩频调制、上采样、射频调制后进行发射，扩频周期为N个符号；

S2.扩频通信接收机接收来自扩频发射机的信号，并将接收信号依次进行下变频、模数变换，得到数字基带序列r_DS(n)；此时基带序列的扩频周期为NS个采样点，其中S为S1中上采样倍数；

S3.扩频通信接收机以S2步骤中接收信号的第1个采样点为起点，对接收信号依次进行极性校正、累加、求取相关峰值操作；

S4.扩频通信接收机以S2步骤中接收信号的第个采样点为起点，对接收信号依次进行极性校正、累加、求取相关峰值操作，其中表示向下取整运算；

S5.比较S3和S4得到的相关峰值大小，以较大的相关峰对应的时延值为标准对接收机处的本地扩频码序列进行时延补偿；

S6.利用时延补偿后的扩频码序列对接收信号进行解扩，恢复出扩频通信发射机发送的信息序列。

进一步地，所述步骤S1中，扩频通信发射机处，扩频序列c(n)是长度为N、取值为±1的伪随机序列；记发射机处生成的信息序列为m(n)，经扩频调制、上采样、射频调制后发射，发射信号表示为：

其中，m_S(t)和c_S(t)分别表示发射机对信息序列m(n)和扩频序列c(n)进行了上采样后m_S(n)和c_S(n)的连续时间形式，f_c表示射频调制的中心频率。

进一步地，所述步骤S2包括以下子步骤：

S201.扩频通信接收机接收来自扩频发射机的扩频信号，接收的扩频信号表示为：

其中，表示复信道增益，τ表示传播时延，w(t)表示均值为0、方差为σ²的加性高斯白噪声；

S202.记扩频通信接收机的采样周期为T_s，扩频通信接收机处依次对接收扩频信号进行下变频、模数变换后，得到的数字基带序列表示为：

r_DS(n)＝s_DS(n-D)+w(n)

＝hm_s(n-D)c_s(n-D)+w(n),

其中，h表示等效信道增益，D＝τ/T_s表示归一化传播时延。

进一步地，所述步骤S3包括以下子步骤：

S301.扩频通信接收机以S2步骤中接收信号的第1个采样点为起点，依次取出K个扩频周期的接收信号；以第1个周期的极性为基准，记第i个扩频周期的接收信号的相对极性为：

其中，i∈[2,K]，s_i,1表示第i个扩频周期接收信号的相对极性，sign{·}表示取符号操作；

根据得到的相对极性结果，以第一个扩频周期的接收信号为基准，对接收信号进行极性校正，得到：

r_DS,1(k+(i-1)N)＝s_i,1×r_DS(k+(i-1)N),

其中，k∈[1,N]，r_DS(k+(i-1)N)表示第i个扩频周期接收信号的第k个采样点，r_DS,1(k+(i-1)N)表示极性校正后第i个扩频周期接收信号的第k个采样点；

S302.以一个扩频码长度为周期，将极性校正后的接收信号进行对应位置累加，得到：

S303.将累加所得的序列r_sum,1(n)与经过S倍上采样后的的扩频序列c_S(n)进行滑动相关，得到：

其中，表示卷积运算，根据滑动相关结果求取相关峰值和相应的传播时延值：

其中，max{·}表示求取最大值操作，p₁表示相关峰值，表示相应的传播时延估计值。

进一步地，所述步骤S4包括以下子步骤：

S401.扩频通信接收机以S2步骤中接收信号的第个采样点为起点，依次取出K个扩频周期的接收信号；以第1个周期的极性为基准，记第i个扩频周期的接收信号的相对极性为：

其中，i∈[2,K]，s_i,2表示第i个扩频周期接收信号的相对极性，sign{·}表示取符号操作；

根据得到的相对极性结果，以第一个扩频周期的接收信号为基准，对接收信号进行极性校正，得到：

其中，k∈[1,N]，表示第i个扩频周期接收信号的第k个采样点，表示极性校正后第i个扩频周期接收信号的第k个采样点；

S402.以一个扩频码长度为周期，将极性校正后的接收信号进行对应位置累加，得到：

S403.接下来，将累加所得的序列r_sum,2(n)与经过S倍上采样后的扩频序列c_S(n)进行滑动相关，得到：

其中，表示卷积运算，根据滑动相关结果求取相关峰值和相应的传播时延值：

其中，max{·}表示求取最大值操作，p₂表示相关峰值，表示相应的传播时延估计值。

进一步地，所述步骤S5包括以下子步骤：

S501.将两个滑动相关峰值p₁与p₂进行比较，选取更大者所对应的传播时延估计值作为接收基带信号的时延估计值：

其中，表示接收机处扩频同步后的归一化时延调整量；

S502.对接收机处的本地扩频码序列进行时延补偿，补偿后可得

至此，完成了对接收机处的本地扩频码序列的时延补偿。

进一步地，所述步骤S6包括：

利用接收机处时延补偿后的本地扩频码序列，对基带接收信号r_DS(n)进行解扩，得到：

其中，w_b(n)表示基带等效噪声序列。当时间同步被完美实施，即可以得到：

r_b(n)＝hm_s(n-D)+w_b(n)

此时，接收信号已被完美解扩，接收机完成了对接收扩频信号的解扩操作。

在本申请的实例中，扩频通信发射机调制方式为BPSK调制，扩频序列以长度为124、取值为±1的伪随机序列。本发明的扩频通信发射机和接收机处理流程如图1所示，扩频通信发射机生成信息序列，经过BPSK调制、扩频调制、上采样、射频调制后发射；扩频通信接收机通过下变频、模数变换将接收信号变为数字基带信号，接着通过极性校正、累加、求取相关峰值操作获取时延估计值，然后对本地扩频序列进行时延补偿，最后利用时延补偿后的本地扩频序列对接收信号进行解扩、基带信号处理操作，恢复出发射机发送的信息序列。利用MATLAB工具，对本发明提出的高精度扩频同步方法性能进行仿真与验证，仿真参数设置如下：

仿真结果如图2所示。可以发现当信噪比不低于-20dB时，本申请实例时间同步的成功概率为100％，验证了本方法具有较好的扩频同步性能。

综上所述，考虑扩频通信实施过程中的资源消耗问题，针对扩频通信时间同步精度问题，本文提出的扩频同步方法可以以极小的资源消耗为代价，提高扩频通信时间同步的精度，对实际工程的开展具有重要的指导意义。仿真结果初步验证了本方法的有效性与可行性。

这里已经通过具体的实施例子对本发明进行了详细描述，提供上述实施例的描述为了使本领域的技术人员制造或适用本发明，这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是容易理解的。本发明并不限于这些例子，或其中的某些方面。本发明的范围通过附加的权利要求进行详细说明。

上述说明示出并描述了本发明的一个优选实施例，但如前所述，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述发明构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。