具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明所提供的太赫兹多输入多输出系统的信息传输装置的一种具体实施方式结构示意图如图1所示，该装置具体包括：

多路射频链路、多个延时单元构成的延时网络、多个移向单元构成的移相器网络以及天线单元；每个所述射频链路通过所述延时网络后与所述移相器网络相连，经由所述天线单元进行信号发送；

每个所述延时单元用于对输入的带宽信号进行延时操作；所述移相器网络用于对信号实现移向操作；每个射频链路与K个延时单元连接，每个延时单元与P＝N/K个移相单元连接；不同射频链路连接的K个延时单元不重叠，同一个射频链路对应的K个延时单元所连接的P个移相单元不重叠；不同的射频链路对应的第k(k＝1，2，…K)个延时单元连接的第p(p＝1，2，…P)个移相单元通过加法器与第(k-1)P+p个天线单元相连，其中，N为天线数，N_RF为射频链路数。

每个延时单元可对输入的宽带信号产生延时，假定输入信号为s(t)，延时为δ，则输出信号为s(t-δ)。若s(t)经傅里叶变换后可表示为S(f)，则输出信号在频率f可表示为S(f)e^-j2πfδ，即延时单元可对不同频率信号产生频率选择性的相移。每个移相单元可对输入的宽带信号产生频率非选择性相移，假定输入信号频谱S(f)，相移为β，则输出信号在频率f可表示为S(f)e^-jβ，即移相单元对不同频率信号产生频率非选择性相移。

本发明实施例在传统混合预编码结构的射频链路和移相器网络中间，引入与移相器网络子连接的延时网络，利用延时网络提供的延时实现频率选择性预编码。其中，射频链路与所述延时网络之间的连接方式包括但不限于全连接、子连接或动态连接；所述延时网络与所述移相器网络之间的连接方式包括但不限于全连接、子连接或动态连接。

作为一种具体实施方式，延时单元用于对信号进行延时，其在硬件上可以有多种实现方式，包括但不限于延时器或基带信号处理器等能够产生等价于时域延时的硬件结构。

作为一种具体实施方式，移相器网络用于对信号实现移向操作，其在硬件上可以有多种实现方式，包括但不限于不同精度的移相器、开关或反相器等能够产生等价于频域移相的硬件结构。

本发明实施例所提供的太赫兹多输入多输出系统的信息传输方法的一种具体实施方式的流程图如图2所示，该方法可以应用于上述任一种多输入多输出系统的信息传输装置，所述方法包括：

步骤S201：移相器网络和所述延时网络的预编码设计分为N_RF层，每一层按照信道路径分量能量大小的顺序，依次生成指向信道路径分量方向的频率选择性波束；

步骤S202：在第l层中，所述移相器网络根据信道路径分量在中心频率的空间角度θ_l，c，采用方向向量a(θ_l，c)波束赋形；

步骤S203：所述延时网络根据每个射频链路连接的移相器数量K、中心频率空间角度θ_l，c，设计延时使得波束在各个子载波频率上对准对应的空间角度；

步骤S204：重复操作S202-S203，直至N_RF个频率选择性波束被生成；

步骤S205：基于设计好的移相器网络和延时网络参数得到等效信道，对所述等效信道的奇异值分解得到数字预编码矩阵。

考虑采用OFDM调制的太赫兹宽带大规模MIMO系统，子载波数量为M，则对于第m(m＝1，2，…M)个子载波，传输模型可以表示为

其中y_m为N_s×1接收信号矢量；N_s为传输流数；H_m为N_s×N信道矩阵；N为基站端大规模MIMO的天线单元数；A_u为N×KN_RF维移相器网络相移矩阵，其中N_RF为基站射频数，K为每个射频连接的延时单元数量，有而其中表示与第l个射频链路对应的第k个延时单元的P个移相器实现的预编码向量，有 为KN_RF×N_RF维延时网络延时矩阵，有

其中t_l＝[t_l，1，t_l，2，…，t_l，K]表示与第l个射频链路的K个延时单元提供的延时向量；D_m为N_RF×N_s维的数字预编码矩阵；s为N_s×1待发送的信号向量；n为N_s×1加性噪声，方差为σ²。在毫米波和太赫兹等高频段，通常可以认为信道由不同路径的信道分量叠加而成，则H_m可表示为

其中f_m表示第m(m＝1，2，…M)个子载波的频率，定义中心频率为f_c，带宽f，则有

L为路径数量，g_l和τ_l分别表示第l(l＝1，2，…L)条路径分量的路径增益和延时，f_t(θ_l，m)和f_r(φ_l，m)分别表示发射和接收方向向量，其中θ_l，m和φ_l，m分别表示第l条路径分量在发射端和接收端的空间方向，可表示为

本发明实施例设计预编码矩阵的目标为最大化可达速率R，可以表示为

经理论证明，由于毫米波、太赫兹等高频段信道在空间域具有稀疏性L＜＜N，模拟预编码生成指向不同路径分量空间方向的波束获取信道阵列增益，数字预编码消除流间干扰，即可达到准最优可达速率性能。因而，传统预编码结构中，采用方向向量f_t(θ_l，c)作为模拟预编码向量，其中θ_l，c表示第l条路径分量在中心频率的空间角度。但是，在毫米波、太赫兹等高频段，极高的带宽会带来严重的波束分裂现象，具体而言，对于第l条路径分量，其空间角度随频率f_m变化，

在波束分裂现象下，传统预编码结构因仅能实现频率非选择性相位调控而无法在所有子载波上将波束对准路径空间方向，从而造成严重的阵列增益和可达速率损失。

本发明实施例所提供的太赫兹多输入多输出系统的信息传输方法的具体实施方式示意图如图3所示，初始时通过信道估计获得信道H_m及空间角度θ_l，c。其中，获得信道H_m及空间角度θ_l，c的过程可通过多种现有方法实现。并将不同路径分量的空间角度θ_l，c按照路径增益|g₁|≥|g₂|≥…≥|g_L|的顺序排列；随后，进行移相器网络和延时网络的预编码设计，并将该过程分解为N_RF层进行，每一层生成指向第l个路径分量的波束；在每一层中，首先按照路径分量在中心频率的空间角度θ_l，c，生成移相器网络实现的预编码矩阵A_u，l，

之后，根据空间角度θ_l，c和延时单元数量K设计延时网络各单元延时以补偿波束分裂，使得波束在各个子载波频率都能对准信道路径的空间方向，过程如下：

其中s_l表示对于第l个波束需要补偿的延时的周期数，T_c表示中心频率信号的周期，有T_c＝1/f_c。将上述步骤重复N_RF次后，则可生成N_RF个指向不同路径分量的波束，t_l＝[t_l，1，t_l，2，…，t_l，K]为与第l个射频链路的K个延时单元提供的延时向量，i为延时器标号，t_l，i表示第l个射频链路连接的第i个延时器提供的延时。最后，通过设计好的移相器网络和延时网络预编码参数，计算等效信道，并通过奇异值分解计算数字预编码矩阵，过程如下：

其中μ为能量归一化参数，H_m，eq为等效信道，为信道矩阵的共轭转置，A_u为N×KN_RF维移相器网络相移矩阵，N为天线单元数，为KN_RF×N_RF维延时网络延时矩阵，D_m为N_RF×N_s维的数字预编码矩阵，N_s为，为等效信道右奇异向量矩阵的前N_RF列，U_m，eq为等效信道的左奇异向量矩阵，为等效信道右奇异向量矩阵的共轭转置。

本发明提供的方案能够有效解决波束分裂现象带来的性能损失，提升阵列增益和可达速率性能。参照图4和图5，其中，图4示出了本发明提供的多输入多输出系统的信息传输方案波束增益性能示意图，图5示出了本发明提供的多输入多输出系统的信息传输方案可达速率性能示意图，本发明所提供的预编码方案相比于传统方案可提升宽带平均波束增益50％以上，提升宽带大规模多输入多输出系统可达速率性能30％以上。

本发明实施例中移相器网络以中心频率的信道路径空间角度进行波束赋形，延时网络基于子载波频率、路径物理角度等参数设计延时以补偿波束分裂，随后数字预编码由对等效信道奇异值分解得到。本发明提供的时延-相移联合调控的预编码结构及对应的混合预编码方案，能够有效补偿宽带波束分裂现象对宽带大规模多输入多输出系统造成的波束增益损失，提升波束增益和可达速率性能。

以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。同时需注意，尽管本方案以波束分裂现象严重的太赫兹系统为例进行说明，但本方案仍可应用于波束分裂现象不严重的毫米波、低频段系统中。本领域普通技术人员在不付出创造性的劳动的情况下，即可以理解并实施。

通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。