具体实施方式

图1和图2示出了集成电路CI，该集成电路CI具体包括电压提升器ELV和兼容性检测电路CMPTB，兼容器检测电路CMPTB被配置为将从第一节点N1流到第二节点N2的寄生电容电流Ip再引入到电压提升电路ELV。

图3示出了曲线G1、G2、G3，它们示出了第一和第二节点N1、N2上的电压V1、V2和寄生电流Ip作为时间t的函数的发展，具体为关于下面限定的时刻t0、t1、t2。

图1示出了在时刻t0和t1之间处于初始模式(或常规模式)的集成电路CI，而图2示出了在时刻t1和t2之间处于能量回收模式的集成电路CI。

具体地，将彼此联系地描述图1、图2和图3，以便示出用于管理集成电路CI的电源的方法，其中从第一节点N1流到第二节点N2的寄生电容电流Ip被再引入到电压提升电路ELV中。

将寄生电流Ip再引入到升压电路ELV允许降低集成电路CI的能耗，这本身是有利的。

这尤其允许缓解集成电路CI的电源级ALM的压力，该电源级ALM可具有有限的能量资源，例如在“非接触式”供电集成电路的情况下，如例如在与称为RFID和NFC(分别用于与本领域技术人员熟知的标准相关联的“射频识别”和“近场通信”)的技术相关联的标准中所定义的。

例如，集成电路CI的第一节点N1和第二节点N2属于包括相对大尺寸的矩阵阵列的设备ARY，诸如典型的非易失性存储器的存储平面或者光敏或光电发射体像素的矩阵。

事实上，这种类型的矩阵阵列ARY设备通常在电路的节点之间具有寄生电容耦合，这在结构架构方面也很难避免。

选择第一节点N1和第二节点N2以具有例如非零的电容耦合Cp。

有利地，第一节点N1和第二节点N2被选择为具有不可忽略的电容耦合Cp，也就是说，电容耦合Cp可导致(相对于属于集成电路CI的正常使用条件的第一电压V1和第二电压V2的值)相对于电压提升电路ELV的输出电流的显著电流泄漏。例如，“显著”意味着“至少具有相同数量级”。

升压电路ELV被配置为将由电源ALM提供的电源电压提升到更高的电平(称为高压HV)。

例如，电源ALM提供低电源电压(例如，1V至3V(伏特))，而升压电路ELV提供高压HV(例如，10V的量级)。

例如，升压电路ELV为电荷泵类型，并且包括串联的升压级STG1、STG2、STG3、STG4、STG5，每一个升压级都被配置为从基本电平提升输入电压。因此，每级STG1-STG5的输出在相应的中间节点上处于相应的中间电压，特别是在级STG3的输出处的节点N3上的中间电压V3。

每个升压级STG1-STG5不能产生功率，并且输入电流I2(对于级STG3)必然高于输出电流I3(对于级STG3)。

根据一个简化的工作原理，如果每个升压级STGk(1≤k≤5)能够在输出处提供电流Ik，其等于在输入处接收的电流Ik-1的一半，则电流I0-I5以升压级数目的二次方的方式减小。

每个升压级的输入和输出电流I0、I1、I2、I3、I4用箭头示出，箭头的大小与相应电流的强度成比例。

例如，由电源ALM为电压提升电路ELV提供的电流I0预算为0.9mA。

例如，第一电压V1经由第一调节器电路REG1分配在第一节点N1上，第一调节器电路REG1被配置为调节离开升压电路ELV的高压HV。例如，离开调节器REG1的第一电压V1被调节为与高压HV相同的电平，例如10V。

例如，第二电压V2经由第二调节器电路REG2分配给第二节点N2，第二调节器电路REG2被配置为调节离开升压电路ELV的高压HV。离开调节器REG2的第二电压V2被调节为比第一电压V1的电平低的电平，例如5V和7V之间的电平。

可选地，第二电压V2可由第二调节器电路REG2从升压电路ELV的输出HV以外的其他节点(例如，从电压提升电路的中间节点或第一节点N1)分配。

在图1所示的初始模式t0-t1中，第二节点N2通过被兼容性检测电路CMPTB控制为接通(即，闭合)的开关SW2耦合到调节器REG2的输出。

并且，在初始模式t0-t1中，连接在第二节点N2和升压电路ELV的中间节点N3之间的另一开关SW1被兼容性检测电路CMPTB控制为断开(即，打开)。

参考图3和图1。

在集成电路工作的时刻t0处，控制处于电平HV的第一电压V1和处于电平LV的第二电压V2的分配。控制来自于传统的控制电路，诸如微控制器或通常称为状态机的自动机。

第一电压V1和第二电压V2不会立即上升到相应的稳定电平HV、LV，而是具有充电时间，在此期间，电压V1、V2在达到受控电平HV、LV之前会逐渐增加。

如曲线G2所示，第二电压V2在时刻t1达到电平LV；而如曲线G1所示，第一电压V1在t1之后的时刻t2达到电平HV。

第一电压V1的充电时间(t2-t0)和第二电压V2的充电时间(t1-t0)尤其取决于升压电路ELV和调节器电路REG1、REG2的模拟功能。

在该示例中，第一电压V1和第二电压V2的斜坡的形状在时刻t0和t1之间是相同的，尤其是因为第一电压V1和第二电压V2来自调节器REG1、REG2，而调节器REG1、REG2由来自升压级ELV的相同电压HV供电。第一电压V1和第二电压V2的斜坡的形状也可由升压电路ELV的输出是电流受限的这一事实产生。

从而，如曲线G3所示，第一电压V1和第二电压V2之间的差值ΔV(ΔV＝V1-V2)在时刻t0和t1之间为零。

因此，根据等式Ip＝C*dV/dt(C为寄生电容Cp的电容值，dV/dt为ΔV的方差)在时刻t0和t1之间为零。

另一方面，从时刻t1到时刻t2，第二电压V2稳定在电平LV，而第一电压V1继续上升到电平HV。

差值ΔV遵循线性变化，并且在时刻t1和t2之间，恒定寄生电容电流Ip已从第一节点N1流到第二节点N2。

在时刻t2之后，第一电压V1在受控电平HV保持恒定，差值ΔV也保持恒定，并且寄生电流Ip为零。

当寄生电流Ip已经流动时，即，在时刻t1和t2之间，如果电源管理设备PWM保持在图1所示的模式，则寄生电流Ip将通过第二调节器REG2疏散到集成电路的接地GND。

然而，如上所提到的，兼容性检测电路CMPTB被配置为将寄生电容电流Ip再引入到电压提升电路ELV中。

关于这点，参考图2和图3。

图2示出了在时刻t1和t2之间(即，当在集成电路CI的节点N1、N2之间生成寄生电容电流Ip时)处于能量恢复模式的集成电路CI。

兼容性检测电路CMPTB被配置为检测第二电压V2和升压电路ELV的至少一个中间电压之间的兼容性。将考虑单个中间电压V3在中间节点N3上离开倒数第三级(在倒数第二级之前)升压级STG3的示例。

并且，如果第二电压V2的实际值被检测到与中间电压V3兼容，则兼容性检测电路CMPTB被配置为将至少一个第二节点N2耦合到中间节点N3。有利地，兼容性检测电路CMPTB被配置为同时将第二节点N2与调节器REG2的输出断开。

关于这点，兼容性检测电路CMPTB控制开关SW1接通(闭合)并且有利地控制开关SW2断开(打开)。

为了与中间电压V3兼容，稳定在受控电平LV的第二电压V2必须与中间电压V3相似，也就是说基本相等，例如等于5％。当然，第二电压和中间电压之间的相似度阈值将根据具体情况而取决于集成电路的架构和节点N2、N3上的信号的功能。本领域技术人员应知晓如何相应地确定该相似度阈值。

事实上，一方面，第二电压V2必须不干扰升压电路ELV的功能，例如，第二电压V2过低会导致中间节点N3上的电压下降，另一方面，中间电压V3也不干扰包括第二节点N2的电路ARY的功能。

因此，第二节点N2的选择将有利地考虑该参数，即，与升压电路的至少一个中间节点N3的兼容性。

在图1和图2的示例中，兼容性检测电路CMPTB包括耦合到调节器REG2的输出节点(N2)的第一模拟输入IANA2以及耦合到中间节点N3的第二模拟输入IANA3。

在该示例性实施例和实施方式中，为了评估第二电压V2和中间电压V3之间的兼容性，兼容性检测电路CMPTB被配置为测量存在于集成电路CI的节点上的电压的瞬时值，特别是存在于第二节点N2上的第二电压V2、存在于中间节点N3上的中间电压V3、以及可选地存在于第一节点N1上的第一电压V1。

兼容性检测电路CMPTB被配置为比较测量值，以便识别电压值的相等性或相似性。

在该示例中，兼容性检测电路CMPTB包括比较器电路(例如，典型的运算放大器类型)，其被配置为对输入IANA2上的第二电压V2的电平与输入IANA3上的中间电压V3的电平执行全有或全无类型的比较。因此，比较器的数字输出信号可相互反向地控制开关SW2、SW1。

备选地，兼容性检测电路CMPTB可包括基于比较采样的常规功能的动态比较器电路，其更加节能。

模拟比较器技术虽然传统上相对耗能，但其优点是可靠，因为其基于对集成电路IC节点上实际存在的电压的测量。

因此，兼容性检测电路CMPTB能够检测第二电压V2与升压电路ELV的中间电压V3兼容的时刻t1，由此将电源管理设备PWM置于能量恢复模式t1-t2。

在能量恢复模式t1-t2中，如图2所示，寄生电容电流Ip经由接通状态的开关SW3注入中间节点N3。

并且，升压电路ELV中存在的电流I0、I1、I2、I3、I4、Ip再次用箭头表示，箭头的大小与相应电流的强度成比例。

如此注入中间节点N3的电流Ip被添加到离开级STG3的电流I3b，并且上级STG4受益于强度为I3b+Ip的电流。因此，级STG3提供比图1所示的传统模式的电流I3低的电流I3b(I3b＝I3-Ip)。从而，与传统模式相比，级STG3在其输入处消耗的由下级STG2生成的电流I2b更低(I2b<I2)。类似地，与传统模式相比，下级STG2消耗的由第一级STG1生成的电流I1b更低(I1b<I1)，并且第一级STG1还消耗电流I0b，其低于传统模式下由电源ALM提供的电流I0。

由于上面解释的电流消耗的二次减少，每个升压级STG3-STG1的输出上的电流I3b-I1b的每次减少都被输入上的增益放大。

换句话说，电流I2b和传统电流I2之间的差值大于差值I3b-I3，I2b-I2>I3b-I3，类似地，I1b-I1>I2b-I2，因此I0b-I0>I1b-I1。因此，由电源ALM提供的电流I0b的增益远大于再注入到升压电路ELV的寄生电流Ip的总强度(I0b-I0>>Ip)。

例如，对于再注入到三级升压电路的第二级的输出的近似13μA(微安)的寄生电流Ip，反映出150μA的电源ALM上的增益。对于0.9mA的预算，150μA增益表示大于预算的15％。

寄生电流Ip再注入一系列升压级STG1-STG5的中间节点N3越高，电源ALM的增益就越大。

因此，第二节点的选择将有利地考虑该参数，即，能够具有与电压提升电路ELV的高中间节点相对应的电压电平。

总体上，第二节点N2的选择将考虑到上述各种参数，也就是说，具有与能够生成感兴趣的寄生电流的第一节点的电容耦合以及与升压电路的至少一个中间节点N3的兼容性，而且有利的是尽可能的高。

参考图4。

图4示出了与前面参照图1和图2描述的集成电路相对应的实施例，其中兼容性检测电路CMPTB能够在升压电路ELV的多个中间节点N3、N4中选择与第二电压V2兼容的中间节点。

在图4的示例中，可以选择两个中间节点，一个是倒数第二个(从后面数第二)升压级STG4的输出上的节点N3，另一个是倒数第三个(倒数第二之前)升压级STG4的输出上的节点N4。在另一示例中，可以选择其他中间节点，例如升压电路ELV的所有中间节点。

这允许倍增示例，其中，根据第二电压V2的不同电平，生成寄生电流Ip，由此能够被再注入到升压电路ELV的不同中间节点N3、N4。

在该实施例中，兼容性检测电路CMPTB包括附加模拟输入IANA4，其耦合到附加中间节点N4(在该示例中为倒数第二升压级STG4的输出处)。

根据是否检测到第二电压V2与附加中间节点N4上的电压之间的兼容性，将连接在第二节点N2和附加中间节点N4之间的附加开关SW4控制处于接通或断开状态。

在该示例中，兼容性检测通过与先前参照图1和图2描述的模拟比较来进行。

当然，在可以选择其他中间节点(所示节点N3和N4之外的节点)的情况下，兼容性检测电路CMPTB能够通过在相应的其他中间节点和第二节点N2之间耦合的其他附加开关来耦合与第二电压V2兼容的另一中间节点。

将模拟输入IANA3、IANA4的数目和兼容性检测电路CMPTB内的模拟比较器电路的数目相乘可能会很麻烦，而且能耗很高。因此，将有利地选择有限数目的中间节点，其在升压电路ELV的一系列升压级中尽可能高(诸如倒数第二和倒数第三升压级SGT4、SGT3的输出节点)。

图5示出了优选实施例，其中兼容性检测电路CMPTB被配置为读取数字控制信号DC1、DC11-DC15、DC2，以便检测第二电压V2与升压电路ELV的至少一个中间电压V3、V4之间的兼容性。

除兼容性检测电路CMPTB的功能外，集成电路CI具有上面参照图1至图3描述的架构的示例，相同的元件具有相同的参考标号，此处不再详细描述。

例如，兼容性检测电路CMPTB被并入设备ARY的控制和管理电路中，诸如状态机或微控制器(诸如编程器)。

第一调节器REG1接收例如限定第一电压V1的稳定电平HV的第一数字控制信号DC1，第二调节器REG2接收例如限定第二电压V2的稳定电平LV的第二数字控制信号DC2。

此外，在该示例中，为了限定高压HV的电平，考虑也通过电压提升电路ELV接收第一数字控制信号DC1。

升压级STG1-STG5通常都配备有内部调节回路，从中可输出表示相应中间节点(特别是N3、N4)上的电压电平的内部数字调节信号DC11-DC15。

事实上，当升压电路ELV包括调节中间节点N3、N4时，通常认为在中间节点N3、N4上具有控制调节中间电压的电平的数字信号DC13、DC14。

例如，内部调节数字信号DC11-DC15为“接通/断开”类型，也就是说，当升压级STG1-STG5的输出节点达到目标电压时，该级停止泵送(其内部时钟被切断)。该级在输出电压降至阈值以下之前不会恢复泵送。

并且，了解集成电路CI的例程的功能以及电压提升电路ELV和调节器REG1、REG2的控制(或设置)，可以知道第二节点N2和中间节点N3、N4中的一个何时相等，而不进行任何模拟测量。

在该示例中，已知调节器REG2在以下条件下控制第二电压V2(参考图3)：

条件1：当V1<LV时，V2＝V1；

条件2：当V1>LV时，V2＝LV(～V3)。

通过简单地观察来自调节器REG1、REG2的数字控制信号DC1、DC2以及来自电压提升电路ELV的级STG1-STG5的数字内部调节信号DC11-DC15，可以检测条件2。

在该示例中，关于这点，兼容性检测电路CMPTB包括接收数字控制信号DC1和数字内部调节信号DC11-DC15的第一输入INUM1以及接收第二调节器REG2的数字控制信号DC2的第二输入INUM2。

事实上，如果第一调节器REG1的数字控制DC1控制第一电压V1大于中间节点N3上的中间电压LV(由数字内部调节信号DC13控制)，则识别条件2。

然后，兼容性检测电路CMPTB可将第二节点N2连接到对应的中间节点N3，并将第二节点N2与第二调节器REG2的输出断开。

当然，在集成电路的功能的不同例程或者在设备ARY的另一位置选择第二节点N2的上下文中，兼容性检测设备CMPTB被配置为将第二节点N2与另一中间节点N4连接，特别是通过对应的数字内部调节信号DC14检测到其中间电压与第二电压V2兼容。

然而，由于诸如调节器和升压器的模拟电路可能需要时间来对数字控制做出反应，因此可以在关于数字信号做出的条件的检测与第二节点N2和中间节点N3、N4(其电压与第二节点V2兼容)的有效连接之间添加延迟。

因此，兼容性检测电路CMPTB有利地被配置为在检测兼容性条件t0的延迟t1-t0(图3)之后将第二节点N2连接到兼容中间节点N3。确定延迟t1-t0，以便允许将至少一个第二节点N2充电到处于稳定电平(LV)的第二电压V2。

此外，并且以适用于参照图1-图4和图5描述的实施例和实施方式的一般方式，在标记为第一节点N1的充电阶段t2-t1的开始的时刻t1处，兼容性检测电路CMPTB被配置为将第二节点N2耦合到被检测为兼容的中间节点N3。第一节点N1的充电阶段包括将第一节点N1上的电压增加到第一电压V1(HV)的电平，而第二电压V2稳定(LV)。事实上，在充电阶段t2-t1期间，第一节点N1和第二节点N2之间的电位差ΔV变化，从而生成寄生电容电流Ip。

总之，上述实施例和实施方式有利地与低电压(例如，小于3V)供电的集成电路有关，而一些内部功能(诸如非易失性存储器或图像传感器)需要高内部电压。为了生成高内部电压，使用被划分为多级(诸如电荷泵)的电压提升电路。然而，可消耗大量电流的这些电路会对诸如非接触产品、物联网产品等的低能应用带来问题。在包括存储网络或图像传感器的应用中，由于网络的大小，被控制执行网络所针对功能的节点通常具有显著的寄生耦合。

上述实施例和实施方式允许利用由寄生耦合引起的电流来节约能源。当可能并且有用时，该寄生电容电流通过兼容性检测电路被再注入到适当升压电路的中间级。从而，升压电路的较低级需要较少的输入电流来维持上面的中间级的电压，这降低了整体能耗。

虽然参考说明性实施例描述了本发明，但本描述不用于在限制意义上进行解释。本领域技术人员参考本发明的说明，对说明实施例以及本发明的其他实施例的各种修改和组合将是显而易见的。因此，所附权利要求包括任何此类修改或实施例。