具体实施方式

下面详细描述本申请的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本申请，而不能理解为对本申请的限制。

在本申请的描述中，如果有描述到第一、第二只是用于区分技术特征为目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量或者隐含指明所指示的技术特征的先后关系。

本申请的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示意性实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本申请的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

电力物联网系统要求各个环节之间的信息传输具有即时性和高可靠性，受电力物联网系统本身功能的影响，信号传输环境多为非视距环境，多径干扰严重，接收端的信号会受到严重的码间干扰影响，大幅降低了通信质量。信道均衡技术可以有效消除码间干扰，减少信号失真，降低误码率。

同时，由于无线信道的开放性和电磁传播的广播特性，电力物联网无线链路极易受到外界电磁环境的干扰，造成网络延迟、性能下降的问题，然而，电力物联网系统对通信质量的要求十分严格，这对通信系统的干扰抑制能力提出了较高的要求，也对信道均衡方法的均衡效果提出了更高的要求。

现有的信道均衡方法通常采用基于空时滤波结构的线性均衡方法和基于空时滤波结构的时域判决反馈非线性均衡方法，具体包括：

(1)基于空时滤波结构的线性均衡方法通过在各接收天线加装时域滤波器的方法在空域和时域两个维度进行权值设计，具备一定的抑制干扰、消除噪声的能力，线性均衡的算法复杂度低，在工程上实现起来相对简单。常用的基于空时滤波结构的线性均衡方法通过在各接收天线加装时域滤波器的方法，其性能往往不如具有判决反馈结构的非线性均衡方法，例如时域判决反馈和频域迭代均衡往往具有更好的干扰抑制能力，因此实际场景中通常采用非线性的均衡方式。

(2)基于空时滤波结构的时域判决反馈非线性均衡方法则是采用单路径的判决方式进行设计，因此，其某个符号由于干扰的影响被误判后，很容易造成信息最终的错误传播，而降低通信系统的整体性能。

鉴于此，本申请提出了一种基于多路径判决的非线性均衡方法，基于空时滤波的原理，利用多个路径对信号进行判决，实现对信号的非线性均衡，提升了对目标信号的解调性能，提高了通信的可靠性。本申请提出的基于多路径判决的非线性均衡方法，具有复杂电磁环境的电力物联网系统内，也仍具有极强的抗干扰能力。

根据本申请实施例的基于多路径判决的非线性均衡方法，包括：获取导频信号；根据导频信号得到滤波参数；获取初始信号；根据滤波参数对初始信号进行滤波处理，得到滤波信号；根据滤波参数对滤波信号进行多路径判决处理，得到判决路径；多路径判决处理为获取多条判决路径，并根据多条判断路径对应的判决距离得到最终判决路径；根据判决路径得到目标信号。

如图1所示，图1是一些实施例提供的基于多路径判决的非线性均衡方法的流程图，基于多路径判决的非线性均衡方法包括但不限于步骤S110至步骤S160，具体包括：

S110，获取导频信号；

S120，根据导频信号得到滤波参数；

S130，获取初始信号；

S140，根据滤波参数对初始信号进行滤波处理，得到滤波信号；

S150，根据滤波参数对滤波信号进行多路径判决处理，得到判决路径；

S160，根据判决路径得到目标信号。

步骤S110至S120为滤波参数的计算过程，接收导频信号，并根据导频信息来计算出滤波参数，其中滤波参数包括但不限于空时滤波的相关参数。

步骤S130至S140为初始信号的滤波过程，初始信号为接收天线接收到的期望信号，滤波信号为滤波处理后得到的信号，滤波处理包括但不限于空时滤波处理，滤波处理能有效地减少信道对信号的影响，以便将得到的滤波信号用于后续的多路径判决。其中，空时滤波处理是通过在各接收天线加装时域滤波器的方法，在空域和时域两个维度进行权值设计的滤波过程。

步骤S150至S160为滤波信号的多路径判决过程，判决处理后获得判决路径，再根据判决路径得到目标信号，目标信号即为解调后的信号，也是接收端需要获取的用于表征信息的信号。其中，多路径判决处理为获取多条判决路径，并根据多条判断路径对应的判决距离得到最终判决路径。

本申请提供的基于多路径判决的非线性均衡方法利用多个路径对信号进行判决，实现对信号的非线性均衡，提升了对目标信号的解调性能，提高了通信的可靠性，提高了信号在电力物联网系统等复杂电磁环境内的抗干扰能力，提高了信号判决的准确性，降低了通信系统的误码率，提高了数据传输的可靠性。

根据本申请的一些实施例，根据滤波参数对滤波信号进行多路径判决处理，得到判决路径，包括：对滤波信号进行第一路径判决，得到第一判决结果；第一判决结果包括第一判决路径、第一判决距离；对滤波信号进行第二路径判决，得到第二判决结果；第二判决结果包括第二判决路径、第二判决距离。

根据本申请的一些实施例，根据滤波参数对滤波信号进行多路径判决处理，得到判决路径，还包括：根据第一判决距离、第二判决距离得到最终判决路径；根据最终判决路径得到目标信号。

如图2所示，图2是一些实施例提供的基于多路径判决的非线性均衡方法的流程图，基于多路径判决的非线性均衡方法包括但不限于步骤S110至步骤S140，具体包括：

S210，对滤波信号进行第一路径判决，得到第一判决结果；

S220，对滤波信号进行第二路径判决，得到第二判决结果；

S230，根据第一判决距离、第二判决距离得到最终判决路径；

S240，根据最终判决路径得到目标信号。

在步骤S210至S220中，第一判决结果包括第一判决路径、第一判决距离；第二判决结果包括第二判决路径、第二判决距离。

在一些实施例中，初始信号又称为目标期望信号，初始信号表示为其中，N_d为期望信号长度。定义初始信号的第i个时间延迟为其中，b(N_b-i+1) … b(N_b)为已知导频信号后i个符号，N_b为已知导频信号长度，i∈{1，2，...，I}，I为时间延迟最大值；初始信号d满足以下关系式：其中，延迟系数α_i通过步骤S120获得，空时滤波后的滤波信号d′通过步骤S140获得，

首先得到初始信号d的第1个符号：对得到的目标期望信号的第一个符号d(1)进行多路径判决，保留离d(1)最近的两个星座点作为有用星座点，将d(1)判决为d_A(1)和d_B(1)，d(1)离d_A(1)和d_B(1)的距离分别记为D²(1)和L²(1)。

在第一路径判决过程中，将d(1)判决为d_A(1)，用判决后d_A(1)代替初始信号d的第1个符号，初始信号d的第2个符号：记录d(2)离各星座点的距离D²(2)，并与D²(1)累加，得到第一判决距离，即第一种判决路径的距离累加值S₁＝D²(1)+D²(2)，假设共有Q个星座点，则有Q个不同的距离累加值。

需要说明的是，由于通信中采用的调制方式不同，每种调制方式都对应各自的星座图，因此其星座点的数量也不尽相同，所以在第一路径判决过程中，若有Q个星座点，则对应Q个路径分支，即得到的第一判决结果中包括Q个第一判决路径和Q个第一判决距离。

在第二路径判决过程中，将d(1)判决为d_B(1)，用判决后d_B(1)代替初始信号d的第1个符号，同理，初始信号d的第2个符号：记录d(2)离各星座点的距离L²(2)，并与L²(1)累加，得到第二判决距离，即第二种判决路径的距离累加值S₂＝L²(1)+L²(2)，假设共有Q个星座点，则有Q个不同的距离累加值。

需要说明的是，在第二路径判决过程中，若有Q个星座点，则对应Q个路径分支，即得到的第二判决结果中包括Q个第二判决路径和Q个第二判决距离。

在步骤S230中，在这2Q个判决距离中选取数值最小的两个，得到与之相应两条判决路径最为最终判决路径，利用最终判决路径中判决后的d(1)和d(2)，根据得到d(3)，并对d(3)进行和d(2)一样的多路径判决，即将第一次多路径判决得到的两条判决路径当做d(2)的两个初始路径，在此基础上进行第一路径判决和第二路径判决，在此得到由d(2)到d(3)判决过程中的2Q个判决距离和与之对应的2Q个判决路径，再从中选择数值最小的两条路径，继续对后续初始信号的符号进行判决，直至获得目标期望信号d中的所有判决后符号。

需要说明的是，当判决到最后一个初始信号的符号时，此时选择距离累加值最小的那条判决路径作为最终判决路径，完成反馈均衡。

在步骤S240中，根据得到的最终判决路径和对应星座图的规则得到目标信号，完成数据的解调过程。

根据本申请的一些实施例，获取导频信号，包括：获取接收天线参数；根据接收天线参数得到接收导频信号时间扩展矩阵；根据接收导频信号时间扩展矩阵得到接收导频信号矩阵；根据接收导频信号矩阵得到导频信号。

如图3所示，图3是一些实施例提供的基于多路径判决的非线性均衡方法的流程图，基于多路径判决的非线性均衡方法包括但不限于步骤S310至步骤S340，具体包括：

S310，获取接收天线参数；

S320，根据接收天线参数得到接收导频信号时间扩展矩阵；

S330，根据接收导频信号时间扩展矩阵得到接收导频信号矩阵；

S340，根据接收导频信号矩阵得到导频信号。

在具体的实施例中，根据导频信号计算空时滤波参数过程的原理为求解最优化问题：其中，arg为参数求解函数，Y为接收导频信号矩阵，W为空时滤波自适应权值，b′为含部分残留时延分量的导频信号，α_i为已知导频信号的第i个时间延迟对应的延迟系数。其中，空时滤波参数包括但不限于空时滤波自适应权值W、导频信号的第i个时间延迟对应的延迟系数α_i。

在上述实施例中，为已知导频信号，N_b为已知导频信号长度，b_i为已知导频信号的第i个时间延迟，为α_ib_i对应的延迟系数，I为时间延迟最大值。

在步骤S310中，接收天线参数包括但不限于，接收端天线数M、各接收天线滤波器时域抽头数K、导频信号长度N_b。

在步骤S320中，将第m条接收天线上的延迟k位的接收导频信号记为k∈{0，1，…，K-1}，可以得到第m条接收天线上的接收导频信号时间扩展矩阵为m∈{1，2，...，M}，其中，N_b为已知导频信号长度。

在步骤S330至S340中，根据接收导频信号时间扩展矩阵可以得到接收导频信号矩阵接收导频信号矩阵用于接收导频信号。

根据本申请的一些实施例，根据导频信号得到滤波参数，包括：获取导频信号；根据导频信号得到导频自相关矩阵、导频互相关矢量；根据导频自相关矩阵、导频互相关矢量得到滤波参数。

如图4所示，图4是一些实施例提供的基于多路径判决的非线性均衡方法的流程图，基于多路径判决的非线性均衡方法包括但不限于步骤S410至步骤S430，具体包括：

S410，获取导频信号；

S420，根据导频信号得到导频自相关矩阵、导频互相关矢量；

S430，根据导频自相关矩阵、导频互相关矢量得到滤波参数。

在步骤S410至S420中，导频自相关矩阵R＝(Y′)^HY′，导频互相关矢量p＝(Y′)^Hb，为导频信号组合矩阵。

在步骤S430中，空时滤波自适应权值为其中，m∈{1，2，...，M}为第m条接收天线对应的自适应权值；则参数求解过程中，求解参数最优化问题的解为：W′＝R^-1p，得到空时滤波相关参数为完成了空时滤波参数的求解。

根据本申请的一些实施例，获取初始信号，包括：获取接收天线参数；根据接收天线参数得到接收初始信号时间扩展矩阵；根据接收初始信号时间扩展矩阵得到接收初始信号矩阵；根据接收初始信号矩阵接收初始信号。

如图5所示，图5是一些实施例提供的基于多路径判决的非线性均衡方法的流程图，基于多路径判决的非线性均衡方法包括但不限于步骤S510至步骤S540，具体包括：

S510，获取接收天线参数；

S520，根据接收天线参数得到接收初始信号时间扩展矩阵；

S530，根据接收初始信号时间扩展矩阵得到接收初始信号矩阵；

S540，根据接收初始信号矩阵接收初始信号。

在步骤S510中，接收天线参数还包括初始信号长度N_d，又称为期望信号长度。

在步骤S520中，第m条接收天线上的延迟k位的接收初始信号其中，k∈{0，1，...，K-1}，进而得到第m条接收天线上的接收初始信号时间扩展矩阵其中m∈{1，2，...，M}，

在步骤S530至S540中，根据第m条接收天线上的接收初始信号时间扩展矩阵得到接收初始信号矩阵进而根据收初始信号矩阵接收信号。

根据本申请的一些实施例，根据滤波参数对初始信号进行滤波处理，得到滤波信号，包括：获取初始信号、初始信号的延迟信号、滤波参数；根据初始信号的延迟信号、初始信号、滤波参数得到滤波信号。

如图6所示，图6是一些实施例提供的基于多路径判决的非线性均衡方法的流程图，基于多路径判决的非线性均衡方法包括但不限于步骤S610至步骤S630，具体包括：

S610，获取初始信号、初始信号的延迟信号、滤波参数；

S620，根据初始信号的延迟信号、初始信号、滤波参数得到滤波信号。

在步骤S610至S620中，空时滤波处理后得到的滤波信号记为d′，其中，为目标期望信号，d_i为目标期望信号的第i个时间延迟，I为时间延迟最大值，空时滤波自适应权值W和延迟系数α_i为滤波参数。

下面以一个具体的实施例详细描述基于多路径判决的非线性均衡方法。值得理解的是，下述描述仅是示例性说明，而不是对申请的具体限制。

在已有的空时滤波方案设计中，定时同步后的信号通过空时滤波均衡，希望一次性消除所有多径干扰，空时均衡后的信号直接进行符号判决。这样做的优点是处理方便，硬件实现简单，但这样的处理方式太过激进，往往难以得到最优的性能。基于此，本发明面向电力物联网提出了基于多路径判决的非线性均衡方法，在空时滤波部分消除一部分多径干扰，后面的判决反馈部分进一步消除剩余干扰。信号经过空时滤波和均衡后所有的多径干扰都被消除，可以直接进行符号判决。这种将空时滤波和判决分为两个步骤处理的方式可以在一定程度上改善系统的性能。

在具体的实施例中，在无干扰的情况下，接收端使用4个全向天线接收信号，采用非视距信道建模，等效的信道长度是10个基带符号，各接收天线滤波器时域抽头数K＝20，每个径的DOA(Direction Of Arrival，波达方向)个数设置为100，来波信号的角度扩展是360度，反馈滤波器抽头个数设置为7，导频信号长度N_b＝352，期望信号长度N_d＝1280，采用QPSK和16QAM两种星座映射方式进行仿真实验。

在原始的空时滤波均衡方案中，权值设计的核心是让空时均衡后的导频部分与已知导频b的差距最小化。这样设计出来的权值可以让经过空时均衡后的数据部分也尽可能与理想数据相一致。而在本发明所提方法中，为了不让空时滤波消除所有多径干扰和外部干扰，会让空时均衡后的导频部分等于含有部分残留时延分量的导频。

首先，通过接收端接收到的导频信号，计算出空时滤波相关参数，需要求解以下最优化问题：其中，为含部分残留时延分量的导频，为已知导频信号，b_i为已知导频信号的第i个时间延迟，α_i为b_i对应的延迟系数，I＝7为时间延迟最大值也即反馈滤波器抽头个数；为接收导频信号矩阵，m∈{1，2，...，M}为第m条接收天线上的接收导频信号时间扩展矩阵，k∈{0，1，...，K-1}为第m条接收天线上的延迟k位的接收导频信号；为空时滤波自适应权值，m∈{1，2，...，M}为第m条接收天线对应的自适应权值。

上述最优化问题的解为：W′＝R^-1p，其中，自相关矩阵R＝(Y′)^HY′，互相关矢量p＝(Y′)^Hb，为导频信号组合矩阵，因此完成空时滤波参数的求解。

然后，根据空时滤波相关参数对初始信号进行空时滤波。定义接收期望信号矩阵其中，m∈{1，2，...，M}为第m条接收天线上的接收期望信号时间扩展矩阵，k∈{0，1，...，K-1}为第m条接收天线上的延迟k位的接收期望信号；接收期望信号进行空时滤波后，可得：其中，d′为空时滤波后期望信号，为目标期望信号，d_i为目标期望信号的第i个时间延迟。

最后，对空时滤波后的期望信号进行多路径判决反馈均衡。定义目标期望信号为其中，N_d＝1280为期望信号长度；定义目标期望信号的第i个时间延迟为其中，b(N_b-i+1) … b(N_b)为已知导频信号后i个符号，N_b＝352为已知导频信号长度，i∈{1，2，...，I}，I＝7为时间延迟最大值也即反馈滤波器抽头个数；初始信号d满足以下关系式：其中，

需要说明的是，由于目标期望信号d的第1个符号中残留了导频信号中最后1～I个符号对其的干扰，因此在判决之前需要将这部分干扰减去，减去干扰的计算方法为

在具体的实施例中，星座映射为QPSK映射，对得到的目标期望信号的第一个符号d(1)进行多路径判决，保留离d(1)最近的两个星座点作为有用星座点，将d(1)判决为d_A(1)和d_B(1)，d(1)离d_A(1)和d_B(1)的距离分别记为D²(1)和L²(1)。判决好初始信号d的第1个符号后，保留判决后的结果，利用这次判决的结果进行下一个符号的判决，分别考虑判决为d_A(1)和d_B(1)的两种不同判决情况。

第一种判决路径，将d(1)判决为d_A(1)，用判决后d_A(1)代替初始信号d的第1个符号，减去其它符号造成的干扰后，初始信号d的第2个符号为：分别记录d(2)离四个星座点的距离D²(2)，并与D²(1)累加，第一种判决路径的距离累加值S₁＝D²(1)+D²(2)，注意到D²(2)有4个不同的结果，因此这种情况下有4个不同的距离累加值。

第二种判决路径，将d(1)判决为d_B(1)，用判决后d_B(1)代替初始信号d的第1个符号，减去其它符号造成的干扰后，初始信号d的第2个符号：

分别记录d(2)离四个星座点的距离L²(2)，并与L²(1)累加，第二条路径的距离累加值S₂＝L²(1)+L²(2)，L²(2)有4个不同的结果，因此这种情况下也有4个不同的距离累加值，在这8个距离累加值中，选取最小的两个，得到新的两条判决路径，利用这两条判决路径中判决后的d(1)和d(2)，根据关系式得到d(3)，并对d(3)进行和d(2)一样的多路径判决，直至获得目标期望信号d中的所有判决后符号，此时选择距离累加值最小的那条判决路径作为最终判决路径，完成反馈均衡。

当不存在外界干扰情况下，将本申请提供的基于多路径判决的非线性均衡方法在QPSK和16QAM两种不同的星座映射方式的误比特率与其他均衡方法进行比较，其他方法包括原始空时滤波线性均衡方法、单路径判决反馈方法、频域迭代均衡方法。在两种星座映射方式下，本申请提供的基于多路径判决的非线性均衡方法都可以达到最好的性能，QPSK调制时在10^-4误比特率时可以比原始空时均衡提升1.3dB的性能，16QAM提升了接近2dB。

当存在外界干扰情况下，在不存在外界干扰情况的仿真条件的基础上，额外加上非视距干扰，干扰信号也通过非视距信道，信道长度同样设置为10个基带符号速率，DOA个数为100，期望信号的来波中心角为0度，干扰信号的来波中心角度为90度，信干比设置为0dB。本申请提供的基于多路径判决的非线性均衡方法可以获得比原始均衡方案更大的性能提升。其中基于空时滤波结构的单路径判决反馈和频域迭代均衡性能接近，QPSK调制时在10^-4误比特率时可以比原始空时均衡提升1.3dB的性能，16QAM调制时在10^-3误比特率时便比原始空时均衡提升了接近2dB的性能。而本申请提供的基于多路径判决的非线性均衡方法在QPSK和16QAM星座映射方式下分别可以获得2.5dB和3dB的性能提升。综上，在存在额外非视距干扰的情况下，本申请提供的基于多路径判决的非线性均衡方法表现出了优于各种传统方法的抗干扰性能，有效提高了通信链路在复杂电磁环境中的生存能力。

本本申请提供的基于多路径判决的非线性均衡方法包括了非线性的判决反馈部分，与传统的线性空时滤波方案相比，性能上具有更大的优势；本申请提供的基于多路径判决的非线性均衡方法与传统的单路径判决相比，多路径的判决方式在中间某一信号由于干扰的影响被误判后，可以在后续的路径选择时根据路径累加值将误判结果纠正，很好的降低了错误的传播概率，这种保留两个判决点的方法，有效地提高了系统误比特率性能；此外，在存在额外非视距干扰的情况下，本申请提供的基于多路径判决的非线性均衡方法也表现出了优于传统的采用空时滤波结构的单路径判决均衡方法和频域迭代均衡方法，表现出了良好的抗干扰能力，能在复杂的电磁干扰环境中实现安全可靠的信号传输，有效提高了电力物联网通信链路在复杂电磁干扰环境中的生存能力。

根据本申请实施例的基于多路径判决的非线性均衡装置，基于多路径判决的非线性均衡装置包括：导频获取模块，用于获取导频信号；参数计算模块，用于根据导频信号得到滤波参数；初始信号获取模块，用于获取初始信号；滤波模块，用于根据滤波参数对初始信号进行滤波处理，得到滤波信号；多路径判决模块，用于根据滤波参数对滤波信号进行多路径判决处理，得到判决路径；多路径判决处理为获取多条判决路径，并根据多条判断路径对应的判决距离得到最终判决路径；目标信号生成模块，用于根据判决路径得到目标信号。

本申请提供的基于多路径判决的非线性均衡装置实现了基于多路径判决的非线性均衡方法，利用多个路径对信号进行判决，实现对信号的非线性均衡，提升了对目标信号的解调性能，提高了通信的可靠性，提高了信号在电力物联网系统等复杂电磁环境内的抗干扰能力，提高了信号判决的准确性，降低了通信系统的误码率，提高了数据传输的可靠性。

根据本申请实施例的基于多路径判决的非线性均衡装置，基于多路径判决的非线性均衡装置包括：存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，处理器执行程序时实现：本申请上述任一实施例的基于多路径判决的非线性均衡方法。

根据本申请实施例的计算机可读存储介质，存储有计算机可执行指令，计算机可执行指令用于：执行上述任一实施例的基于多路径判决的非线性均衡方法。

以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。

本领域普通技术人员可以理解，上文中所公开方法中的全部或某些步骤、装置可以被实施为软件、固件、硬件及其适当的组合。某些物理组件或所有物理组件可以被实施为由处理器，如中央处理器、数字信号处理器或微处理器执行的软件，或者被实施为硬件，或者被实施为集成电路，如专用集成电路。这样的软件可以分布在计算机可读介质上，计算机可读介质可以包括计算机存储介质(或非暂时性介质)和通信介质(或暂时性介质)。如本领域普通技术人员公知的，术语计算机存储介质包括在用于存储信息(诸如计算机可读指令、数据结构、程序模块或其他数据)的任何方法或技术中实施的易失性和非易失性、可移除和不可移除介质。计算机存储介质包括但不限于RAM、ROM、EEPROM、闪存或其他存储器技术、CD-ROM、数字多功能盘(DVD)或其他光盘存储、磁盒、磁带、磁盘存储或其他磁存储装置、或者可以用于存储期望的信息并且可以被计算机访问的任何其他的介质。此外，本领域普通技术人员公知的是，通信介质通常包含计算机可读指令、数据结构、程序模块或者诸如载波或其他传输机制之类的调制数据信号中的其他数据，并且可包括任何信息递送介质。

上面结合附图对本申请实施例作了详细说明，但是本申请不限于上述实施例，在所属技术领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本申请宗旨的前提下作出各种变化。此外，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。