具体实施方式

为了便于本领域普通技术人员理解和实施本发明，下面结合附图及实施示例对本发明作进一步的详细描述，应当理解，此处所描述的实施示例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

如图1、图2所示，本申请的儿童车包括前驱装置7、车速控制模块8、侧踏板6、运行指示模块9以及性能评估模块10，其中：

如图3所示，本发明的侧踏板6由左右两个踏板组成，对称布设在车体踏板5的两侧，它们在不使用时是藏于车体踏板5区域内的，用户在使用过程中，可以同时使用左右两个踏板来骑行；也可以单独选择左(右)踏板和车体踏板5来骑行。

如图4所示，在本发明中，设有一个底部承重板1，该底部承重板1位于4个支撑脚2之上；

底部承重板1上设有8个固定架3(其中3(2)表示有两个固定架3)、充气阀门4、2个侧踏板6，其中，在所述底部承重板1四周上分别设置有一个固定架3，这四个固定架3用于支撑起车体踏板5，在所述底部承重板1中部位置设置有用于支撑侧踏板6的四个固定架3，左踏板和右踏板分别采用两个固定架3(即图4中3(2)所示)支撑；

每个固定架3上设有一个固定杆3.14；

在底部承重板1四周的4个固定架3上面支撑起车体踏板5。

所述底部承重板1底面的对角线四个角落，总共设有四个支撑脚2，支撑脚2的作用是支撑整个系统，并且微调调整整个系统的水平程度，其具体结构详图如图5所示；

所述支撑脚2分别由支撑杆2.2、支撑板2.1、支撑扺掌2.3组成；

所述支撑板2.1固定于底部承重板1的四个角落，延伸出一片支撑块；支撑块上钻有螺纹孔；

所述支撑杆2.2为外螺纹杆，螺纹杆旋入支撑板2.1的螺纹孔，构成支持具有支撑力的杆柱；

所述支撑扺掌2.3为圆片形支撑片，支撑片上设有内螺纹孔，可与支撑杆2.2直接相连；支撑杆2.2、支撑板2.1、支持扺掌2.3如此相互联系构成了支撑脚2；

所述支撑杆2.2顶端设有可调柄2.4，通过旋转可调柄2.4，可以使支撑杆2.2旋转，从而调整了支撑杆的高度，继而调整了台面的水平指标。

所述底部承重板1的上表面四个角落，分别设有四个固定架3，固定架3的作用是固定车体踏板5，通过四个方向的拉力，保证车体踏板5行使中不晃动，其详细设计如图6所示：

固定架3由固定底座3.1和固定架体3.2组成，固定底座3.1用于固定在底部承重板1面板上，同时与固定架体3.2紧密连接；固定架3用于固定车体踏板。

所述固定底座3.1上设有两个凸起，在两个凸起上设有第一通孔3.11与第二通孔3.12；

所述固定架体3.2底部由“T”形圆筒构成，在“T”形圆筒两端分别设有内螺纹，通过内螺纹与螺栓，把螺栓通过第一通孔3.11和第二通孔3.12连接到内螺纹口，这样固定架体3.2与固定底座3.1紧密连接起来，并可以通过第一通孔3.11到第二通孔3.12两个通孔的轴线(假设为轴x)，沿着轴运动。

所述固定底座3.1上，设有一接合座3.13，接合座3.13中心位于轴x的垂直平分线上，固定架3.2的“T”形架置于接合座3.13上，构成完整的车体踏板的固定架3；

所述固定架体3.2在竖直方向是一个倒梯形，如图7所示，把竖直方向的杆称为固定杆3.14，固定杆3.14的作用是直接固定车体踏板。固定杆3.14的结构如图7所示：

所述固定杆3.14顶端为“L”形，参看图7，固定杆3.14通过接合杆3.15，与车体踏板5外壁上的接合环5.1连接，在固定杆3.14端点设有一固定旋钮3.16，通过固定旋钮3.16，可以调整接合杆3.15的伸出长度，调整车体踏板5固定的稳定程度。

图4中用于固定侧踏板6的固定架3(2)原理与上述一致，只不过上述支撑车体踏板5的固定架3是由4个组成且固定杆3.14是固定的，而用于支撑侧踏板6的固定架3由2个组成且固定杆(2)是伸缩式的，即可以向远离车体的一侧伸展或靠近车体的一侧重回缩，从而完成两侧侧踏板6的收放功能。其伸缩原理与传统公交车设备气压关门原理一致。在这里固定架3(2)中的固定杆3.14(2)结构与现有技术中的可伸缩钓鱼杆一致，为一个套环式的伸缩装置结构，而且内部是中空的连接充气阀门4。

所述底部承重板1的上表面中间，设有充气阀门4，通过充气阀门4，可以给侧踏板的固定杆3.14(2)充气，同时充气阀门4具有一个瞬间释放的功能，通过瞬间释放功能，直接让侧踏板6在反推力的作用下实现快速回缩，装置简单，且易于实现同步，如图8、图9、图10所示：

所述充气阀门4的结构如图8，喷射口30是圆筒形管道，用于连接使侧踏板6伸展和回缩的固定杆3.14(2)，是侧踏板固定杆3.14(2)的最底端接口，提供侧踏板所需反冲力；在喷射口30端点处设有一环形凹槽301，在阀门内部设有一固定销4.1，固定销4.1可卡入环形凹槽301，环形凹槽通过固定销4.1，可以把喷射口30与充气阀门4连接在一起，在喷射口30与充气阀门4之间，设有一橡皮圈，橡皮圈起到防水防漏气作用；这样，充气口4.2与喷射口30严密连接；由于固定销4.1可以水平移动，当固定销4.1向两侧离开，环形凹槽不在受限制，侧踏板由于液压作用脱离飞出。

所述充气阀门4包括阀座4.3、中心体4.4、固定销4.1、弹簧支架4.5和弹簧4.8，所述中心体4.4固定在所述阀座4.3上且所述中心体4.4中间开设有与所述喷射口30对接的充气口4.2，所述弹簧支架4.5固定在所述阀座4.3上且与所述中心体4.4相对；固定销4.1位于弹簧支架4.5和中心体4.4之间，且固定销4.1的一端可转动地套设于阀座4.3上的第一支撑柄4.6上，固定销4.1的另一端为自由端，所述中心体4.4上设置有与所述固定销4.1相配合的卡槽4.8，且所述卡槽4.8与所述充气口4.2连通；所述弹簧4.8的一端固定在所述弹簧支架4.5上，所述弹簧4.8的另一端与所述固定销4.1抵靠。其中，所述充气阀门4还包括菱形旋转体4.7，所述菱形旋转体4.7可转动地安装在所述阀座4.3上并与所述固定销4.1的自由端抵触。

当固定销4.1脱离中心体4.4，那么就脱离与喷射口30的连接；菱形旋转体4.9设置在第二支撑柄4.7上初始状态，菱形旋转体4.9的较短对角与固定销4.1相连，固定销4.1则紧扣中心体4.4，在菱形旋转体4.9上设有一控制柄4.10，若控制柄4.10旋转90°，则菱形旋转体4.9旋转90°角度，菱形旋转体4.9较长对角与固定销4.1相连，固定销4.1间距变大，固定销4.1脱离中心体4.4，由于没有固定销4.4作用力，侧踏板6脱离充气阀门4。

如图11所示，本发明的车速控制模块8包括第一隔离放大器(隔离放大器1)、第一DDS分频率单元(DDS分频率单元1)、间隔测量模块、处理器、传统定速巡航模块、锁存器单元、走时计数单元、第二隔离放大器(隔离放大器2)以及第二DDS分频率单元(DDS分频率单元2)，其中：所述处理器分别与所述第一DDS分频率单元、所述走时计数单元、所述锁存器单元、所述传统定速巡航模块以及所述间隔测量模块连通，所述第一隔离放大器、所述间隔测量模块、所述第二隔离放大器以及所述第二DDS分频率单元依次连通，所述第一DDS分频率单元与所述第一隔离放大器连通，所述走时计数单元分别与所述第一隔离放大器、第二隔离放大器以及所述锁存器单元连通；所述第一隔离放大器接入高稳时钟源信号，所述第二DDS分频率单元接收车速信号。

本发明中，处理器、中央处理器采用STM32系列；走时计数器采用ONSemiconductor公司的MC74HC4040ADTR2G，DDS采用ADI公司的AD9852，隔离放大器采用TI公司的ISO124U/1K，缓存器组采用HEF4094BP；高稳定时钟源模块采用西安同步电子科技有限公司SYN010。

车速控制模块8的工作方法具体如下：如图12所示，高稳时钟源信号f₀经过隔离放大器1后被送至DDS的外时钟输入端，作为DDS工作外部参考时钟，同时DDS的外部通讯端口连接至处理器，用以接受来自处理器的控制字命令及双向的数据传输。实际选用的DDS芯片内部有2个48位频率控制寄存器(F0、F1)，对于本装置高稳时钟源信号f₀为10MHz，当不使用DDS内部PLL倍频功能时，48位的频率控制寄存器F0全填充1时，DDS会有10MHz频率信号输出，因此为得到标准的采样时间周期信号T(如1秒、10秒)，需要对DDS中频率控制寄存器F0设置相应的分频数值，具体计算的方法是：

其中，D为所需要计算的具体分频数值，f₀为参考信号频率，本发明中f₀为10MHz，f为所需要分频的采样时间信号频率，对于f为1Hz(1秒)及0.1Hz(10秒)的情况，分频数值D应为2⁴⁸×10^-7或2⁴⁸×10^-8。具体的采样时间T是用户根据实际采样过程中的需要而通过软件设置的，而分频数值是处理器通过用户设置的采样时间T后，运用公式(1)计算得到。处理器根据DDS相应的串行通讯时序，将分频数值D写入DDS相应缓存器后，得到最终的DDS端采样时间信号T输出。

如图13所示，车速信号f_x经过隔离放大器3后分别送至两路DDS处理模块。当车速信号频率为上百兆甚至几百兆赫兹时，考虑到走时计数器对被测频率范围的限制，在本发明中设计其中一路DDS2模块对车速信号进行1/100分频处理。车速信号经隔离放大器3后直接送入DDS2的外部时钟输入端，作为DDS2工作时的参考时钟。DDS的外部通讯端口连接至处理器，处理器根据式(1)得到的2⁴⁸×10^-2分频数值通过串行通讯时序写入DDS2缓存区，经DDS2得到的1/100分频率信号后，送至走时计数器1进行粗频率测量，处理器读取锁存器1对走时计数器1取样的数值后，记录下此时的频率数值，乘以100后便可得到车速信号的粗频率值F。

另一路经过隔离放大器3的车速信号被送至DDS3的外部时钟输入端，作为DDS3工作时的参考时钟。同时DDS3的外部通讯端口连接至处理器，处理器根据式(1)计算得到与DDS3通讯用的分频数值：其中F为通过走时计数器1计数、处理器运算得到的车速信号的粗频率值，f取1MHz，并通过串行通讯时序将所得的具体分频数值写入DDS3缓存区，经DDS3后得到1MHz的频率信号，将所得的频率信号再送至低通滤波模块后得到最终的1MHz频率信号输出。

如图14所示，车速信号经过DDS分频单元2处理后得到的1MHz频率信号与10MHz高稳时钟源信号信号分别送至间隔测量模块，具体的是送至相应时间处理芯片的STOP1与START引脚端。处理器依据高稳时钟源信号经DDS分频单元1处理后得到的采样时间信号T的上升沿使能间隔模块对STOP1与START两路频率信号进行相位测量，并将测量结果传送给处理器处理，根据精密时间间隔测量模块的最小分辨率测量范围来判断一组STOP1与START频率信号的上升沿是否达到最小的时间差，车速信号与高稳时钟源信号此时时间差△t₁，△t₂最小，随后处理器停止间隔测量模块的测量工作，并使能走时计数器1和走时计数器2开始计数工作。当处理器检测到采样时间信号T的下降沿到来时，又一次能使精密时间间隔测量模块对STOP1与START两路频率信号进行相位测量，当判断两路信号此时刻的时间差△t₁，△t₂最小时，处理器停止精密时间间隔测量模块的测量工作，并使能锁存器2和锁存器3分别对走时计数器2和走时计数器3的计数值进行锁存，同时通过处理器使走时计数器2和走时计数器3清零后并使能新一轮的采样计数。在完整的一个采样周期T内，锁存器2和锁存器3保存的走时计数器2和走时计数器3的读数值N₁、N₂传递给处理器，处理器将测量结果传递给传统定速巡航模块。

由上述获得的信号传递至传统定速巡航模块中，本发明中在已知的定速巡航控制技术下新增了精密控制技术，如图15所示：

其中曲线部分(车速输出)表达的是传统定速巡航获得的车速采样曲线。由图15曲线部分可以看出，在整个采样过程中，车速输出会较大的波动点：车速波动上限、车速波动下限。在利用本发明的方法获得的车速输出后，在传统定速巡航基础上将车速输出压制在图14中的预期值方框范围内。具体的实施方案如下：

图15中内部记录了传统定速巡航数据，并建立起“电压—车速”的关系，即想要实现图中的预期值f_H,f_L范围，伺服记录相应的电压值V1、V2。按照传统定速巡航闭环锁定伺服技术，假定在某一时刻伺服输送至压控修正模块的电压值为Vo，按现有技术，在系统处获得偏电压ΔV，此时，伺服判断相应的V＝V₀±ΔV值是否位于V1、V2范围内，(1)、如果不在此范围内(V>V1或V<V2)，则此时伺服保持电压值Vo至压控修正模块；(2)若有(V2<V<V1)，则此时伺服将电压V值输至压控修正模块。这里实现了输出车速控制在小范围内，即实现图15所示的预期值方框内。

结合选用的电池老化漂移数据：以及“电压—车速”关系值，伺服模块按照每天对纠偏电压V进行相应的主调整，即每天使纠偏电压V加上一个固定的修正值，如：27mV，这样可以补偿电池老化漂移引起的输出变化影响。这里的方案将使上述获得更好的实施效果。

如图16所示，本发明的前驱装置7包括行驶模块、中央处理器、磁刹装置、制动模块、电路协调部件以及电池，其中：所述中央处理器与所述行驶模块、制动模块以及所述电路协调部件连通，所述磁刹装置分别与所述制动模块以及所述电池连通，所述电池还与所述电路协调部件连通；本发明中，所述磁刹装置包括车轴磁能刹车部件以及车轮磁能刹车部件。

1.车轴磁能刹车部件：

车轴磁能刹车部件是整个刹车系统的主要组成部分，行进中的儿童车主要靠这个部件进行制动，同时也主要通过该部件进行能量的转化与收集。示意图如图17所示：

在车轴上布满了“T型固定铁”，“T型固定铁”有一定的宽度，以此来增加线圈的面积。线圈固定在“T型固定铁”上，根据需要来决定线圈的匝数。“T型固定铁”将会带着线圈随车轮一起转动。所有的线圈最后会接入电路。

如18图所示。钕铁硼高性能磁性材料在车轴附近提供了一个磁场，当车辆需要制动时，电路协调部件会自动连通线圈，固定在车轴上的线圈就会切割磁感线，根据法拉第电磁感应原理，在这个过程中会产生大量的电能，电路协调部件将此电能传到车辆中的电源储存起来。根据楞次定律，磁场会给车轴施加一个力阻止车轴的转动，从而达到车辆制动的目的。

2.车轮磁能刹车部件：

车轮磁能刹车部件采用磁极转动，线圈固定的方式。如图19所示，线圈固定在底盘上靠近车轮的部分内，并且通过电路协调部件连接到总电源。车辆未进行制动时，线圈与总电源之间处于断开状态。在车轮内部，固定有钕铁硼高性能磁性材料，随着车轮一起转动。当车辆制动时，线圈与这个电路协调部件相连通，由于磁极随着车轮一起在转动，通过线圈的磁通量是变化的，根据楞次定律和法拉第电磁感应原理，在这个过程中也会产生大量电能，同时达到制动效果。电路连接协调部件将电能储存在总电源中。

本发明中，如图20所示，所述制动模块包括轮速传感器、中央处理器、控制回路以及制动装置，其中，所述轮速传感器、中央处理器、控制回路以及制动装置依次连通；

轮速传感器：测量机车行驶时轮胎的转速；

中央处理器：对获得的车轮转速信息进行实时采集，获得车轮的角加速度值，处理后获得的数据输送至控制回路；

控制回路：实现机车制动装置的人、机切换；

制动装置：包含有电机、磁圈。实现机车制动的物理条件。

出厂时，中央处理器记录了初始的ABS参数信息，包括最大角减速度a1及最小恢复角速度a2。这些值也可以到后期通过判断车辆轮胎的磨损程度及行车路面具体情况，通过“阀值设置”修改中央处理器中的a1、a2。

当机车刹车情况时，中央处理器实时监测轮速传感器的车轮速度，计算后得到实时的车轮角加速度值a，因为此时是刹车情况，所以a的值为负值，称为角减速度，当a的值超过预设置的阀值a1时，说明车速减得过快，车轮有抱死趋势，中央处理器输送给控制回路，令其改为自动控制刹车方式，即由行车电脑来进行刹车，并控制物理的制动装置实现磁刹。

在上述过程中，有另一种可能情况，即当a值超过a1，行车电脑成功实现自动刹车后，某一时刻在a的值为正值，表明此时制动力过小，车轮有加速趋势，特别的当a值大于最小恢复角速度a2时，中央处理器使能控制回路改为人为刹车，以增加制动力。

如图21所示，本发明的行驶模块包括蓄电池、电动机、导线电阻R1以及数控电阻R2，其中：所述蓄电池、导线电阻R1、数控电阻R2以及电动机依次连通，数控电阻R2与速控电阻R3连通，所述速控电阻R3用于改变所述数控电阻R2的阻值。

本发明提出的儿童车加速控制原理，如图21所示，其环路可以理解为蓄电池、电动机、数字电阻R2、和等效的导线电阻R1。蓄电池是提供儿童车行驶所需的能量存储部件；电动机是将电能转换为动能的部件；导线电阻R1是不可避免的线路等效电阻；数字电阻R2用于直接控制儿童车的电阻，但用户不能直接对它的阻值进行修改，而是通过用户控制“油门”(速控电阻R3)，基于数字控制原理，经过数字运算过程，间接的改变数字电阻R2的阻值。

其中，该数字运算过程的数字运算方法如下：

数字运算的基本模型可以理解如下。系统输入模型为控速电阻R3，设符号R_i、阻值范围：(0，B)、单位Ω。也是用户端“油门”；系统输出模型为数字电阻R2，设符号R_o、阻值范围：(0，A)、单位Ω。也是用于电路中直接控制电动机功率的电阻；系统运算部件，应用广泛，技术成熟，在此不作介绍。

提出阻值运算公式(2)如下：

R_o＝R_o`+C·(R<sub>i</sub>-R<sub>o</sub>`)

在如上公式(2)中，R_o为数控电阻阻值、R_o`为上一加速时段数控电阻阻值、R_i用户端速控电阻阻值、C每时段电阻改变值常量。通过数控系统，在每个加速时段T的初始时刻，计算出指定数控电阻R_o的阻值，然后在时间段T内，以R_o所对应的功率进行加速。直到下一个时段T进行下一次循环，直到R_o接近于R_i，即电动车加速到指定速度。

根据公式(2)、功率计算公式P＝UI和等效电流公式可以推出电路瞬时功率：

式中，P为工作电路的理论工作功率，U为蓄电池电压值，Ro｀为上一加速时段电阻Ro阻值，C为加速过程段间阻值改变量参数，R_L为线路等效电阻，R_M为电动机瞬时等效电阻。

工作流程如下：

流程001：用户开始使用儿童车，加油门，设R_i值为x；

流程002：此时，Ro｀＝A，根据计算，新一时段中：Ro＝A+C(x-A)，在时段T时间内，电动机以Ro对于的功率进行加速；

流程003：在下一时段T起始时刻，Ro｀＝A+C(x-A)，根据计算，新一时段中：Ro｀＝A+C(x-A)，在时段T时间内，电动机以新的Ro对于的功率进行加速；

流程004：经过了N次加速后，R_i≈R_o，即R_o接近于x，代表加速完成；

总结：全加速过程，把阻值分为了N段进行加速，每一段加速时间为T，最终达到均匀加速的目的。具体加速系统数学模型，可以经过实际实验，获得更完善的计算方法。

如图22所示，本发明的运行指示模块9包括车体硬件模块、电子线路部件、物理系统部件、VCXO部件以及中央处理器部件，其中：所述电子线路部件分别与车体硬件模块、物理系统部件、VCXO部件以及中央处理器部件连通，所述中央处理器部件还与所述VCXO部件以及物理系统部件连通。其中，运行指示模块采用LED灯显示，用TPS61160DRVR驱动+Lite-On公司的LTST-C195KGKFKT实现。

本发明在系统中放置了一个高稳定时钟源，用以保证整个系统的电路控制时序在精密的时间控制范围内，而整个系统的运行指示功能基本上是基于高稳定时钟源运行状态及儿童车的硬件运行状态。

整个装置如图22所示，整个系统由物理系统部件、电子线路部件、车体硬件模块、VCXO部件、中央处理器部件组成，其中物理系统部件按传统高稳定时钟源技术包括光谱灯、集成滤光共振泡、微波腔、光电探测器、C场、磁屏等；电子线路包括隔离放大、综合、射频倍频、微波倍频、伺服、C场恒流源、控温等。物理系统部件提供量子鉴频基准，电子线路部件提供微波探询信号和锁频功能，将压控晶体振荡器VCXO的输出频率锁定在物理系统的原子吸收峰上。整个系统的协调工作由中央处理器部件完成，同时它也担任系统故障指示输出的重任。

按照上述机理，如图23所示，本发明将物理系统部件中的光谱灯、集成滤光共振泡作为考核依据，同时按照传统的高稳定时钟源结构方案，光谱灯独立工作在本发明中作为一个可以替换的模块，集成滤光共振泡则与上述光电探测器、C场、磁屏等共同放置在微波腔内，此作为一个可以替换的模块。电子线路部件中包括隔离放大、综合、射频倍频、微波倍频、伺服、C场恒流源、控温等作为一个整体可替换模块。VCXO部件及中央处理器部件均作为独立的可替换部件。

整个故障指示图如图23所示：中央处理器内部程序中预置了一个定时器开关，按照每秒输出相应的方波电平，使图22中整机工作指示灯按照每秒进行亮灭闪烁。如果上电后，图23中工作指示不正常，说明需要更换图22中的中央处理器模块。

图22中的中央处理器部件包含有一个走时计数器用于对VCXO部件输出频率进行预测量。在上电之前中央处理器内部存储器记录了图22系统中的具体VCXO型号及相应压控斜率值数据，在上电时或图22系统出现本发明中涉及的故障时，按照传统高稳定时钟源技术方案，中央处理器使图22系统工作在开环状态，此时中央处理器大范围的改变输出至VCXO部件的压控电压值，并通过内部走时计数器测量相应的频率值，从而获得相应的VCXO压控斜率数据，并与内部存储的相应型号VCXO压控斜率参数进行对比，若出现差别，则中央处理器能使图23中的VCXO部件“故障”指示灯点亮，提醒用户更换VCXO部件，反之将使“正常”指示灯点亮。

在传统高稳定时钟源技术方案基础上，我们将高稳定时钟源判断是否闭环锁定用的锁定信号引回中央处理器进行监测，那么整个图22系统闭环锁定工作过程可能出现的锁定信号如图24所示：其中采样时序由中央处理器产生，其余四条曲线均为锁定信号，通过中央处理器采集获得。

判断图22中物理系统部件中的光谱灯故障依据是：灯工作时由于原子与灯泡中的及泡壁上微量的杂质元素起化学和物理作用，可使灯泡中的原子数量逐渐减少，长期工作后，原子耗尽，这种情况一出现就意味着灯泡寿命到了，需要换一个灯泡才能继续工作，一般高稳定时钟源的灯泡寿命为10000-30000小时左右。第一点：由于元素的损耗，所以图24中的锁定信号幅度会出现明显减小的变化；第二点：特别故障时，光谱灯根据不工作(不亮)，锁定信号将急剧减小，此时中央处理器将能使图23中物理系统部件中的灯模块“故障”灯点亮，反之则使“正常”灯点亮。用户需要根据提示更换光谱灯。

判断图22中物理系统部件中的集成滤光共振泡故障依据是：按照传统高稳定时钟源技术，集成滤光共振泡中充的惰性气体碰撞产生频移来改变原子基态0-0跃迁中心频率，使它适合外围的电子线路。这就对充制的惰性气体气压数要求非常精确，而实际上气压数往往成为高稳定时钟源准确度的关键，一般情况下气压数不可能非常精确，传统技术中通过磁场来补偿，但是磁场只能对集成滤光共振泡系统增加其频率值，不能减小其频率值。这样，高稳定时钟源集成滤光共振泡内部长期工作于60℃-70℃恒温环境，抽运光通过时，内部原子不断发生着共振、碰撞等物理作用，这样长期工作后，有可能使集成滤光共振泡泡频发生变化，从而使高稳定时钟源无法实现正常闭环锁定。在本专利中由于将集成滤光共振泡则与上述光电探测器、磁场、磁屏等共同放置在微波腔内，此作为一个可以替换的模块，所以这里导致的无法闭环锁定应该包含集成滤光共振泡泡频变化、微波腔腔频变化、甚至磁场导致的原子不分裂的可能故障。故障出现时：就看到图24中的“脱锁信号”，此时中央处理器将能使图23中物理系统部件中的泡模块“故障”灯点亮，反之则使“正常”灯点亮。用户首先需要重新上电图22中的装置，如果现象依旧，用户则需要更换集成滤光共振泡模块。这里有一点需要注意：当图22系统上电时，有一段时间锁信号会处于图24中“脱锁时信号”状态，此时用户不要以为需要更换集成滤光共振泡部件。大约经过几分钟，系统就会慢慢进入图24中的未锁定状态，最终进入到闭环锁定状态。

如图25所示，本发明的性能评估模块10包括动态锁定模块和静态系统参数评估模块。

动态锁定模块：如图26所示，高稳定时钟源包括压控晶体振荡器VCXO，隔离放大电路，倍频电路，微波倍混频器；微波倍混频器输出的微波探寻信号到物理系统中，物理系统包括光谱灯1、集成滤光共振泡2、微波腔3、C场4、磁屏5、光电池6、耦合环7，恒流源，温度控制器，和恒温器。微波倍混频器输出的微波探寻信号到物理系统中，物理系统实现量子系统鉴频的输出信号经光检放大和方波整形通过伺服电路将本振的输出频率锁定在铷原子的基态超精细0－0跃迁频率上量子。

压控石英晶体振荡器(VCXO)输出的10MHz频率信号经隔放处理后其中一路送至射频倍频单元，进行×16次信号倍频处理，将得到的160MHz射频信号送至微波倍、混频单元以及综合、伺服模块。隔放的另一路10MHz信号送至综合、伺服模块。经综合、伺服模块中的综合信号处理单元得到45.3125MHz±△f调制信号并送至微波倍、混频单元。在微波倍、混频单元中，对160MHz射频信号及45.3125MHz±△f综合调制信号再分别作×43次信号倍频及混频处理，最终得到(160MHz×43)－45.3125MHz±△f＝6834.6875MHz±△f微波探询信号作用于物理系统，经物理系统对微波探询信号的量子鉴频处理后，将量子鉴频信号再反馈给综合、伺服模块，通过同步鉴相处理后，根据具体的量子纠偏信息来修改综合调制信号的频率值，最终实现整机的闭环锁定。

如图27所示，经隔放处理后的10MHz频率信号送至处理器的外部时钟输入端(XTAL)，作为处理器工作时的时钟参考。处理器分别产生三路相位关系可调整的方波信号，其中一路79Hz键控调频信号送至DDS1的FSK键控调频输入端口、一路79Hz同步鉴相参考信号用作同步鉴相、一路4倍频调制信号用作锁定检测。经射频倍频得到的160MHz频率信号送至DDS1的外部时钟基准输入端(RefClk)，用作DDS1工作时的参考时钟。通过处理器与DDS1间的串行时序通讯，DDS1根据FSK端处理器送来的79Hz键控调频方波信号的高、低电平状态分别选取内部48位频率控制寄存器(F1、F0)中处理器输入的综合调制分频数值预置频率作为输出，从而产生高稳定时钟源综合环节中所需的45.3125MHz±△f调制信号输出。预置的两个频率控制寄存器F1、F0中的频率差值△f则决定了微波探询信号调制深度的大小。与处理器控制DDS1产生综合调制信号的原理类似，处理器通过串行通讯时序，将同样的分频数值传递给DDS2，产生不带调制的45.3125MHz频率信号输出。将DDS2得到的45.3125MHz频率信号送入DDS3的外部时钟基准输入端(RefClk)，用作DDS3工作时的参考时钟。处理器根据串行时序通讯，将相应的整机频率输出数值传递给DDS3，从而得到高稳定时钟源整机频率信号输出。

由于DDS1及DDS2的外部参考时钟信号频率为160MHz，而综合调制产生的调制信号为45.3125MHz，故对DDS1、DDS2编程时不使用其内部的PLL倍频模块，这样可以提高输入输出信噪比。处理器对DDS1、DDS2分频数值输入编程时，按照公式(1)进行设置：

式中f₀为DDS外部参考时钟信号的频率(如160MHz)，f为预置在内部48位频率控制寄存器F1或F0中的信号频率(如45.3125MHz)，D即为处理器对DDS输入的具体综合调制分频数值，以f＝45.3125MHz,f₀＝160MHz为例，对应的数值D为(45.3125MHz/160MHz)×2⁴⁸。将所得到的十进制值转化为二进制对应48bits的频率控制寄存器的值。根据相应的串行通讯时序，通过处理器将相应的48bits值写入DDS缓冲区后，在DDS的输出引脚端将会产生频率为45.3125MHz的综合调制信号输出。

将DDS2产生的45.3125MHz频率信号送入DDS3的外部时钟参考端，用作DDS3工作时用参考时基。处理器根据公式(1)将高稳定时钟源预置的10MHz整机输出频率值以二进制bit的方式通过串行通讯时序送入DDS3的缓冲区，使其在输出端产生相应的整机频率信号输出。由于DDS3的外部参考时基采用DDS2产生的综合调制频率信号，故在本方案中，当伺服环路得到相应的量子纠偏信息后，会修改相应的DDS2的综合调制信号的频率，这样亦会引起DDS3整机输出信号的频率发生变化，即替代了传统的通过D/A压控晶振的方式来改变本振的输出频率值。值得注意的是，对于整机输出频率信号采用了直接数字合成的方式，使得高稳定时钟源在一定应用范围内充当了一个稳定度较高的综合器角色。用户可以根据实际应用中的要求，通过图27中用户输入端口，方便地修改DDS3的整机输出信号的频率值。

带调制的微波探询信号经过物理系统的量子鉴频处理后得到的量子鉴频信号送至处理器，处理器根据4倍频调制信号(79Hz×4)对量子鉴频信号进行采集处理，判定此时刻所加的微波探询信号的频率与原子跃迁中心频率的关系，即判断此时刻微波探询信号的频率处于原子吸收线宽的锁定范围之内还是处于脱锁状态，具体的判定依据如图28所示。

它分为四种情况：1、微波探询信号的频率大于(小于)原子跃迁中心频率且在原子吸收线宽范围之内时，即f>fo(f<fo)，经量子鉴频、光检放大、方波整后得到的信号频率均与原来处理器产生的送至DDS1键控调频输入端FSK的79Hz调制信号的频率一致，只是由于原子驰豫时间及环路响应时间延时而存在相位上的差异，此时高稳定时钟源处于未锁定状态，出现图28中所示的未锁定信号1及未锁定信号2；2、微波探询信号的频率等于原子跃迁中心频率时，即f＝fo，方波整形后得到的信号频率是原调制信号的2倍，此时高稳定时钟源处于锁定状态，出现图28所示的锁定信号；3、微波探询信号的频率大大远离原子跃迁中心频率时，即f未进入有效的量子鉴频吸收带宽范围之内，经处理后得到的信号将是一个持续的电平，此时高稳定时钟源处于脱锁状态；4、另一种特殊的情况就是，在高稳定时钟源整机刚上电时(包含整机完全冷态上电与整机热态重新启动上电)，光谱灯有一个张驰振荡的过程，此时从量子系统鉴频输出端会检测到高频无规律的信号波形，直至光谱灯进入正常工作状态，而整个张弛振荡过程持续的时间由具体的整机冷态或热态决定。对于这四种情况，采用4倍频调制信号的采样时序的连续4个上升沿作为触发脉冲，分别对量子鉴频后的信号进行电平采样，并分别记录为D1、D2、D3、D4。对于第一种情况，记录的4个电平中有3个低电平，1个高电平；对于第二种情况，记录的电平有关系式：D1＝D3并且D2＝D4；对于第三种情况，记录的电平有关系式：D1＝D2＝D3＝D4；对于第四种情况，由于此时刻光谱灯处于张弛振荡过程，量子鉴频处的信号高频无规律，多组连续4个采样时序上升沿采样得到的数据中有可能会出现第一种情况或第二种情况或第三种情况，故无法通过采样电平进行判断，解决的方法是：由于在此环节中，所要判断的是高稳定时钟源是否处于锁定状态，第四种情况明显说明高稳定时钟源并未处于锁定，在综合调制信号部分，采用的调制信号是一个低频信号，具体方案中取79Hz，在以连续4个上升沿触发的4倍频调制信号频率的采样时序中，可以设置多于一组(连续4个上升沿触发为一组)采样的判断方式，对多组采样得到的电平分别作高稳定时钟源锁定状态判断，并对多组判断做与运算，得到最终的锁定状态判断结果，这样就能够很好的解决第四种情况带来的问题。其流程如图29所示。

处理器根据4倍频调制信号对量子鉴频信号进行采集处理判定锁定状态后，假如得到情况1和情况2的判断结果，则通过79Hz同步鉴相参考信号与量子鉴频信号作同步鉴相处理，判定微波探询信号的频率与原子跃迁中心频率的关系，并得到量子纠偏信息，通过小数值改变DDS1输出的综合调制信号频率来最终实现高稳定时钟源的闭环锁定。假如得到情况3的判断结果，则说明此时刻微波探询信号的频率已经远离原子跃迁中心频率，即高稳定时钟源已经无法正常输出稳定的频率信号，此时刻通过大数值改变DDS1输出的综合调制信号频率，达到大范围的频率拉偏目的。DDS1具体的分频数值改变多少是以高稳定时钟源整机输出信号的频率稳定度为依据的。对于在某一固定采样时间T(秒)内，以整个高稳定时钟源的输出信号(DDS3输出)的频率稳定度为1×10^－12来说，则DDS3输出频率信号的频率绝对变化值为△f_DDS3＝10MHz×(1×10^－12)＝10^－5Hz，对于固定的用户预置的整机输出频率数值D，通过公式(3)可以方便地列出计算DDS3环节中相应的外部时钟参考信号频率f变化的计算公式：

可以求得相应的f＝45.3125MHz±4.5×10^-5。对于DDS1及DDS2来说，外部参考时钟选用160MHz，则其可控的最小的频率输出变化为160MHz/2⁴⁸≈5.7×10^-7,对于上述4.5×10^-5综合调制信号频率的变化是可以满足的。

静态系统参数评估模块：由于高稳定时钟源的线宽通常在1KHz范围，当系统刚上电或重启时，整机处于脱锁状态，此时微波探询信号的频率距离原子跃迁中心的频率要大于1KHz，在某种故障状态时甚至会达到MHz量级，在脱锁状态下，伺服系统需要大范围的拉偏微波探询信号的频率，即图27中大范围的改变DDS1及DDS2输出的综合调制信号的频率值。具体的调整级别范围为：10²Hz、10³Hz、10⁴Hz、10⁵Hz、10⁶Hz等，通过处理器根据调整级别范围中从小至大的原则依次改变DDS1及DDS2的输出信号频率，每调整一次输出频率就检测此时刻图26中高稳定时钟源物理系统光电池6的强度，并改变图26中C场4的电流方向获得图30所示的吸收峰效果图：

量子系统吸收峰中，F定义为峰1、峰2或者峰1、峰3间的频差

峰2(MHz) 峰1(MHz) 峰3(MHz)

C场电流正方向 19.338900 19.412170 19.485580

C场电流负方向 19.340860 19.412160 19.483480

通过对比上述实验数据可知，在C场电流方向发生改变时，F发生了变化。在实验中，由于C场电流本身在反向时，数值上发生了变化，具体改变的数据可以通过F与C场大小的经验公式计算(0.7KHz/1mG)。假如在保证C场电流正反向数值完全一致的话，F在电流方向改变前后的数值，就能够较好的反应磁强因子的大小，即获得高稳定时钟源系统参数磁强因子B。

接下来在图26中改变高稳定时钟源所处环境温度T的大小，重复扫描吸收峰：

峰2(MHz) 峰1(MHz) 峰3(MHz)

环温22℃ 19.338850 19.412150 19.485520

环温17℃ 19.338860 19.412130 19.485505

由上述数据可以看出，当环境温度变化5℃时，引起的峰1、峰2及峰1、峰3变化的量级均小于100Hz。根据F与磁场大小的经验公式(0.7KHz/1mG)计算，磁场的变化量按F变化100Hz计算，为0.14mG，需要指出的是，这里磁场的变化包含了上述磁强因子B的影响。将此变化量代入高稳定时钟源系统参数稳定度Y公式

Y＝df/f₀＝1.68×10^-7HdH(单位：高斯)

计算频率稳定度的变化，则Y＝df/f₀＝1.4×10^-12，即环境温度每变化1℃，由包括磁场因子在内的场强变化带来的频率稳定度影响将优于(1.4×10^-12)/5＝3×10^-13。

以上所述，仅为本发明中的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉该技术的人在本发明所揭露的技术范围内，可理解得到的变换或者替换，都应该涵盖在本发明的包含范围之内。