一种用于控制大功率变流器输出电压的shepwm控制系统及方法
阅读说明：本技术 一种用于控制大功率变流器输出电压的shepwm控制系统及方法 (SHEPWM control system and method for controlling output voltage of high-power converter ) 是由 张持 龙云波 徐永海 张曦 于 2021-01-20 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种用于控制大功率变流器输出电压的SHEPWM控制系统及方法,所述控制系统包括一个过零比较器、一个四倍频电路、一个触发器、一个DSP系统,所述控制方法首先输入50Hz工频的电压信号得到50Hz方波信号及200Hz同步信号,接着计算DSP控制系统需要输出的开关角度值,然后设计输出开关控制信号所需中断流程,进行多次重复输出完整的周期波形。本发明避免了周期内计算的累计误差,改善输出波形周期内对称性,降低了输出电压的输出谐波含量,提高了输出波形的质量。(The invention discloses a SHEPWM control system and a method for controlling the output voltage of a high-power converter, wherein the control system comprises a zero-crossing comparator, a quadruple frequency circuit, a trigger and a DSP system, the control method comprises the steps of firstly inputting a voltage signal of 50Hz power frequency to obtain a 50Hz square wave signal and a 200Hz synchronous signal, then calculating a switching angle value required to be output by the DSP control system, then designing an interrupt flow required by outputting a switching control signal, and repeatedly outputting a complete periodic waveform for many times. The invention avoids the accumulated error of calculation in the period, improves the symmetry in the period of the output waveform, reduces the output harmonic content of the output voltage and improves the quality of the output waveform.)
技术领域
本发明属于电力电子变流器控制领域，涉及大功率变流器输出电压调制技术，尤其涉及一种用于控制大功率变流器输出电压的SHEPWM控制系统及方法。
背景技术
现代电力电子技术在近年得到飞速发展，电压源型逆变器在新能源分布式发电并网、变频调速装置、电动汽车、无功补偿、有源电力滤波器、不间断电源等领域均得到广泛应用。脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)作为电压源型逆变器的主要电压调制方法，其通过脉冲等效原理，可在确定逆变器开关频率和输出电压波形的条件下，实现输出电压的精确控制，并通过设定较高的开关频率以减少输出电压的谐波含量。
但在诸如电力机车拖动、无功补偿等大功率换变器应用场合，开关器件的通断损耗会明显增大，因此常规PWM的高开关频率会带来高开关损耗，为减少开关损耗，就不得不降低开关频率。根据PWM控制的原理，开关频率决定了输出波形的正弦度，这就不可避免地使输出波形质量降低。当PWM的开关频率降到几百赫兹时候，输出电压的畸变就会很严重，逆变器的输出波形中有谐波成分增加，这些谐波会对逆变设备和电力系统的安全运行构成威胁。为解决上述问题，需通过特殊的优化来提高低开关频率下的逆变器特征谐波输出，特定谐波消除脉冲宽度调制(Selective Harmonic Elimination Pulse Width Modulation，SHEPWM)是其中最具代表性的输出电压调制方式，其通过对输出电压进行傅里叶分析得到数学模型，再对非线性方程组进行求解得到逆变器开关角，在输出电压的恰当位置控制开关器件的通断，通过逆变器的多次换向控制PWM输出波形，从而达到消除特定次谐波的目的。与常规PWM相比，SHEPWM不需要高频载波，可利用较低的开关频率得到与较高开关频率PWM输出电压相近的效果，且开关损耗小，效率高。
下面以通用换流器消除5、7、11和13次谐波电压并输出相应基波电压为例，对SHEPWM的实施过程予以说明。根据正弦波的对称性，输出电压在四分之一的周波内其傅立叶分解可以写成：
式中，n为谐波次数，bn为n次谐波幅值，Udc为直流侧电压，N为1/4周期中开关角数，αi为开关角度。
为使输出电压中的5、7、11和13次谐波为零，可以得到方程组：
式中，α1、α2、α3、α4、α5为换流器在四分之一个周期的时间内，开关器件的通断延迟角，故有0<α1<α2<α3<α4<α5<π/2，M＝Uref/Udc，为调制度。通过对上面所列方程组的求解，便可得到在确保基波电压输出幅值的前提下，换流器开关的触发延迟角。由于上面所列非线性方程求解过程较为繁琐，因此当前通常先离线求解方程组，将求解得到的调制度与触发延迟角的关系以数据表的形式存入控制系统的控制芯片中，在控制时只需要根据确定的输出电压，通过查表便可得到开关延迟角。
目前实现SHEPWM的主要方法之一是根据上述开关角计算方法解出开关角，每个周期内，所有开关角均通过计算得出，并存入寄存器，在计算出开关角的前提下，以50Hz方波信号的上升沿为基准，通过中断读取开关角值并计算开关延迟，输出控制信号。每经过一个周期，重复进行以上步骤，可以得到消除特定次谐波的PWM波形。以上所述的SHEPWM实现方法，每个完整周期内的开关角均以电压过零时刻作为计数基点，通过计数器依次计数得到相应的触发延迟角所对应时刻，控制电力电子开关动作，输出预设的逆变器输出电平，待下一次电压过零中断产生后，DSP计数器清零，作为下一个周期的计数基点。因为DSP计数器的计数值与实际时间之间存在误差，通过一次计数基点后将一个周期内的开关时刻依次装入，可能导致整个周期中最后几个延迟角因累积误差产生触发时刻偏差，从而影响整个周期波形的对称性，导致输出电压波形畸变，谐波电压含量升高，不同的误差会导致不同的谐波成分出现在输出波形中，对于电能质量需求较高的负载可能会产生不同程度的损害。
因此根据正弦波形在一个周期内的奇偶对称性，可以通过使DSP的计数器每隔1/4工频周期清零一次，以新时标开始其在1/4个周期内的延迟角计数和触发工作，从而减小累计误差对输出波形畸变的影响，基本解决思路如下：预先计算1/4周期内的开关角度值并存入寄存器中，设法产生与电网50Hz工频信号相位同步的四倍频信号，从而利用硬件电路实现对工频周期的四等分，以此作为计时基点，产生中断，通过程序实现开关器件电平控制，减少计数器累计误差所带来的电压畸变问题。
发明目的
本发明的目的即在于应对上述现有技术中存在的问题，通过提出一种改善SHEPWM周期内对称性的控制方法，由一个过零比较器、一个四倍频电路、一个触发器、一个DSP系统构成。电网50Hz工频信号通过过零比较器输出50Hz方波，50Hz方波通过锁相四倍频电路输出200Hz同步信号，以200Hz同步信号作为开关角触发信号的基准。每个周期内，DSP依照输入50Hz方波的1/4周期计算开关角，以此作为200Hz同步信号一个完整周期内的开关角，以实现改善周期内对称性的目的，每个周期结束后，DSP系统发出中断请求，DSP内部计数器清零，下一周期重复上述步骤，可以输出连续的SHEPWM波形。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供了一种用于控制大功率变流器输出电压的SHEPWM控制系统，包括一个过零比较器、一个四倍频电路、一个触发器、一个DSP系统；
所述四倍频电路由锁相环集成电路CD4046及分频器CD4017组成，其中，所述CD4046的第5脚INH端接地，为低电平，第6脚CX1和第7脚CX2外接振荡电容C1，第11脚“R1”端经振荡电阻R3接地；所述CD4046的第13脚PC 2OUT端经电阻R1引出至CD4046的第9脚VCOIN端，所述电阻R1又经电阻R2和电容C2接地；所述CD4017的第13脚，时序允许端E接地,为低电平；所述CD4017的第10脚计数输出端Q4与第15脚复位端MR、所述CD4046的第3脚输入端COMPIN相连；所述CD4017的第14脚时钟信号输入端CLK与所述CD4046的第4脚压控振荡器输出端VCOOUT相连；所述C1为22nF，R3为47kΩ，R1为1MΩ，R2为100kΩ，C2为2μF；
所述DSP系统为DSP控制芯片TMS320F28335；
所述CD4046的第4脚压控振荡器输出端VCOOUT与DSP控制芯片TMS320F28335的GPIO34/ECAP1引脚相连，其所输出的同步信号通过TMS320F28335中的ePWM模块产生中断信号EPWM1INT；所述CD4046的第14脚SIGIN端与DSP控制芯片TMS320F28335的GPIO07/ECAP2引脚相连，其所输出的同步信号通过TMS320F28335中的ePWM模块产生中断信号EPWM2INT。
根据本发明的另一个方面，提供一种应用上述控制系统的SHEPWM控制方法，包括以下步骤：
步骤1：将50Hz工频的电源电压信号通过过零比较器得到50Hz的方波信号，将该50Hz的方波信号输入所述锁相四倍频电路中所述CD4046的第14脚SIGIN端，在所述CD4046的第4脚压控振荡器输出端VCOOUT产生200Hz的同步信号；
步骤2：计算所述DSP系统需要输出的开关角度值；具体为，每次产生EPWM1INT中断时，产生另一个中断TIMER1，每次TIMER1中断读取寄存器中的下一个开关角度，即得到触发延迟角，将其转化为数字量后准确输出，接着，判断起始电平的高低，以此作为下次电平翻转的依据；
步骤3：设计输出开关控制信号所需中断流程，包括EPWM1INT中断流程、EPWM2INT中断流程和TIMER1中断流程；
其中，所述EPWM2INT中断流程为：50Hz方波到达上升沿时，触发EPWM2INT中断，将EPWM1INT中断位置计数清零，然后退出EPWM2INT中断；
所述EPWM1INT中断流程为：假设每个完整周期中，依照0～π/2、π/2～π、π～3π/2、3π/2～2π分别编号为0、1、2、3，每次进入EPWM1INT中断时，DSP系统检测此时相位,即对EPWM1INT中断位置计数，确定开关角所处的大致区域，在所述EPWM2INT中断退出后，EPWM1INT中断位置计数为0，此时，由所期望的输出电压幅值查表得到开关角α1数值，并将开关角顺序装载到TIMER1中断位置标记寄存器中，比较当前相位和开关角数值，得到TIMER1中断的触发延迟角数值，上述过程即确定了波形的初始状态，将此波形数值装载到TIMER1中断的周期寄存器中；
每次TIMER1中断结束后，TIMER1位置标记计数加1；所述200Hz同步信号完整周期结束后，EPWM1INT中断位置计数加1，清空TIMER1中断位置标记寄存器，进入下一个开关角区域；
令1、2、3区域开关角分别由β、γ、δ表示，则每个区域的开关角可由下式得出：
式中，n＝1,2,3,…,N,N为每1/4周期内开关角数；
所述TIMER1中断流程为：每次进入TIMER1中断后，根据所得到的TIMER1周期寄存器数值，即开关角度以及输出电压幅值，查表得到αn角的数值，其中，n＝2，3，…，N；根据TIMER1中断位置，及开关角α下标n，确定当前开关角度，当前开关角度αn与下一个开关角度αn+1的差值即为触发延迟角，将该触发延迟角的数值装载到TIMER1周期寄存器，
步骤4：将TIMER1周期寄存器中开关延迟角数值作为DSP系统控制开关器件的基准，据此输出控制信号，输出控制信号后，TIMER1中断位置标记计数加1，退出TIMER1中断；
每次随EPWM1INT中断，重复以上步骤1-4,从而输出连续的SHEPWM波形，实现对大功率变流器输出电压的SHEPWM控制。
附图说明
图1所示为本发明所述用于大功率变流器输出电压的SHEPWM控制系统中的四倍频电路的拓扑图。
图2为本发明所述用于大功率变流器输出电压控制方法的流程图。
图3为本发明所述控制方法的EPWM1INT中断流程图。
图4为本发明所述控制方法的EPWM2INT中断流程图。
图5为本发明所述控制方法的TIMER1中断流程图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明的具体实施例进行详细的阐述。
本发明所述的一种用于大功率变流器输出电压的SHEPWM控制系统，包括一个过零比较器、一个四倍频电路、一个触发器、一个DSP系统。图1是为本发明所述用于大功率变流器输出电压的SHEPWM控制系统中的四倍频电路的拓扑图。由图1可见，50Hz工频的电源电压信号通过过零比较器得到50Hz方波信号，50Hz方波信号通过锁相四倍频电路产生200Hz同步信号。所述四倍频电路由锁相环集成电路CD4046及分频器CD4017组成，其具体连接关系为：CD4046的禁止端(5脚)接地(低电平)；6、7脚外接振荡电容C1(22nF)；11脚经振荡电阻R3(47kΩ)接地；相位比较器Ⅱ的输出端(13脚)经R1(1MΩ)引出至压控振荡器控制端(9脚)，R1又经R2(100kΩ)和C2(2μF)接地；CD4017时序允许端(13脚)接地(低电平)；计数输出端Q4(10脚)与复位端(15脚)和CD4046比较信号输入端(3脚)相连；时钟信号输入(14脚)与CD4046压控振荡器输出端(4脚)相连。
以上倍频电路的原理是：鉴相器发现反馈信号和输入信号存在相位差并将其转化为相应的电压信号，经环路滤波器滤波、校正后送入压控振荡器，压控振荡器将送来的电压转换成相应的频率，传输给分频器(以上均在4046内部完成)。分频器经过4分频(对应Q4计数端)反馈回输入端再次鉴相，直到相位差为零，锁相环处于锁定状态，输入信号与4分频反馈信号频率相同，达到4倍频输入信号的目的。
使用上述控制系统进行大功率变流器输出电压的SHEPWM控制的具体过程为：
将50Hz方波信号经CD4046信号输入端(14脚)输入，在压控振荡器输出端(4脚)输出200Hz同步信号。利用此特性，50Hz方波的1/4周期与200Hz同步信号的一个完整周期在时域上形成对应关系，因此以50Hz方波的上升沿(或下降沿)确定200Hz同步信号的初始时间(记作编号0)，每次经过50Hz方波的上升沿，通过边沿触发的触发器触发中断，使内部寄存器清零。
选用DSP控制芯片TMS320F28335作为控制系统的DSP系统；所述四倍频电路的中，所述CD4046的第4脚压控振荡器输出端VCOOUT与DSP控制芯片TMS320F28335的GPIO34/ECAP1引脚相连，其所输出的同步信号通过TMS320F28335中的ePWM模块产生中断信号EPWM1INT；所述CD4046的第14脚SIGIN端与DSP控制芯片TMS320F28335的GPIO07/ECAP2引脚相连，其所输出的同步信号通过TMS320F28335中的ePWM模块产生中断信号EPWM2INT。
每次产生EPWM1INT中断时，利用该中断产生另一个中断TIMER1，每次TIMER1中断读取寄存器中下一个开关角度，也就是得到了触发延迟角，转化为数字量后准确输出；之后判断起始电平的高低，以此作为下次电平翻转的依据。每1/4周期经过以上过程可以实现1/4周期内的SHEPWM信号输出。因输出波形的对称性，1/4周期结束后，按照寄存器中开关角度关于90°对称得到下1/4周期内的开关角，即按照α1+αN/2＝90°计算开关角，下半个周期也依照上述操作得到开关角，也就是分别按照与前一个1/4周期关于180°、270°对称得到开关角，就可以输出一个完整周期内的SHEPWM波形。
图2是本发明所述用于大功率变流器输出电压控制方法的流程图。
下面以50Hz方波上升沿为自然起始点，说明完整中断流程。图3、图4、图5分别为EPWM1INT、EPWM2INT、TIMER1中断流程的中断流程图，如图所示，具体中断流程如下：
EPWM2INT中断流程为：50Hz方波到达上升沿时，触发EPWM2INT中断，将EPWM1INT中断位置计数清零，然后退出EPWM2INT中断。
EPWM1INT中断流程为：假设每个完整周期中，依照0～π/2、π/2～π、π～3π/2、3π/2～2π分别编号为0、1、2、3，每次进入EPWM1INT中断时，DSP系统检测此时相位(EPWM1INT中断位置计数)，也就是确定了开关角所处的大致区域，在上述EPWM2INT中断退出后，EPWM1INT中断位置计数应为0。此时，根据上述的开关角求解过程，由期望的输出电压幅值查表得到开关角α1数值，并将开关角顺序(也就是上述求解过程开关角的下标)装载到TIMER1中断位置标记寄存器中，比较当前相位和开关角数值，可以得到TIMER1中断的触发延迟角数值，上述过程也就是确定了波形的初始状态，将此数值装载到TIMER1中断的周期寄存器中。每次TIMER1中断结束后，TIMER1位置标记计数加1。200Hz同步信号完整周期结束后，EPWM1INT中断位置计数加1，清空TIMER1中断位置标记寄存器，进入下一个开关角区域。
令1、2、3区域开关角分别由β、γ、δ表示，则每个区域的开关角可由下式得出：
式中，n＝1,2,3,…,N,N为每1/4周期内开关角数。
TIMER1中断流程如图5所示，每次进入TIMER1中断后，根据上述得到的TIMER1周期寄存器数值(开关角度)以及输出电压幅值，查表得到αn(n＝2，3，…，N)角数值，根据TIMER1中断位置(开关角下标)，可以确定当前开关角度，当前开关角度(αn)与下一个开关角度(αn+1)的差值为触发延迟角，将此数值装载到TIMER1周期寄存器，TIMER1周期寄存器中开关延迟角数值即为DSP系统控制开关器件的基准，根据此数值输出控制信号。输出控制信号后，TIMER1中断位置标记计数加1，退出TIMER1中断。每次随EPWM1INT中断重复以上过程。
3)50Hz方波信号每完整周期(200Hz同步信号的4个完整周期，即编号0、1、2、3区域依照上述流程输出控制信号完毕)结束后，50Hz方波的上升沿使触发器通过中断EPWM2INT向DSP系统发出中断请求，DSP内部寄存器清零，复位后重复上述步骤，从而输出连续的SHEPWM波形，实现对大功率变流器输出电压的SHEPWM控制。
综上所述，应用本发明所述控制系统及方法实现了以200Hz同步信号替代50Hz工频信号作为开关角触发信号基准的作用，通过根据正弦波的对称性实现四分之一个周期对计时器进行同步，从而降低控制系统对开关延迟角在整个工频周期内定时器计数所带来的累计误差，提高了开关延迟角的控制精度，确保了输出电压在整个工频周期的对称性，从而达到改善输出波形周期内对称性的目的，提高输出电压波形的质量。
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