阅读说明：本技术 一种高频低功耗自混频毫米波压控振荡器 (High-frequency low-power-consumption self-mixing millimeter wave voltage-controlled oscillator ) 是由 康凯 申扬 吴韵秋 赵晨曦 刘辉华 余益明 于 2020-12-04 设计创作，主要内容包括：本发明属于无线通信技术领域,具体提供一种高频低功耗自混频毫米波压控振荡器,用以解决现有低闪烁噪声的毫米波压控振荡器的最大输出频率受到限制的问题。本发明采用电流复用自混频压控振荡器结构,由低频VCO和混频选频单元构成；选频混频单元直接复用低频VCO的偶次电流,再取其基波进行混频,并通过选频得到3f-0的频率分量；相较于传统结构,本发明使用了更少的元件、偏置电路,能够节约版图面积,降低芯片成本,且大幅降低器件的功耗；相较于现有低闪烁噪声的毫米波压控振荡器,本发明中低频VCO采用PMOS晶体管作为开关管、混频选频单元采用NMOS晶体管作为混频管,匹配重新设计的电路结构,使得本发明能够输出更高频率的毫米波信号。(The invention belongs to the technical field of wireless communication, and particularly provides a high-frequency low-power-consumption self-mixing millimeter wave voltage-controlled oscillator which is used for solving the problem that the maximum output frequency of the existing millimeter wave voltage-controlled oscillator with low flicker noise is limited. The invention adopts a current multiplexing self-mixing voltage-controlled oscillator structure, which is composed of a low-frequency VCO and a mixing frequency selection unit; the frequency-selecting and mixing unit directly multiplexes even current of the low-frequency VCO, then the fundamental wave is taken for mixing, and 3f is obtained through frequency selection 0 The frequency component of (a); compared with the traditional structure, the invention uses fewer elements and bias circuits, can save the layout area, reduce the chip cost and greatly reduce the power consumption of the device; compared with the existing millimeter wave voltage-controlled oscillator with low flicker noise, the low-frequency VCO adopts the PMOS transistor as the switching tube, the frequency mixing and frequency selecting unit adopts the NMOS transistor as the frequency mixing tube, and the redesigned circuit structure is matched, so that the millimeter wave voltage-controlled oscillator can output higher frequencyMillimeter wave signals of rate.)

一种高频低功耗自混频毫米波压控振荡器

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及毫米波通信系统中的压控振荡器(VCO)，具体提供一种高频低功耗自混频毫米波压控振荡器。

背景技术

随着通信技术的不断发展，低频的频谱资源愈发匮乏，工业界与学术界都开始着眼于更高的频段，因此毫米波频段的应用将越来越受到关注，工作在毫米波频段的压控振荡器(VCO)也将成为研究热点。VCO的性能受限于无源器件的品质因数Q，但是无源元件的Q值在高频下很小；直接设计工作在高频下的VCO尽管尺寸更小，但是相位噪声(PhaseNoise，PN)较差；此外，工作频率越高对于工艺要求就越高，例如，180nm工艺的N型场效应管(NMOSFET)的截止频率在60GHz左右，使用180nm工艺的VCO至多工作在30GHz附近，更高的频率下VCO性能将会变差；所以使用相同的工艺，尽可能实现高的谐振频率，以节约芯片成本，这也是设计毫米波频段VCO需要考虑的一个方面。传统的实现方案是使用低频VCO加倍频器的结构来得到高频的本振信号，但是该结构有功耗高、结构复杂、布版难等问题。

通过合理选取电感与电容的值，可以使得VCO的谐振腔(LC tank)工作在毫米波频段；并且由波长与频率的关系可知，工作在毫米波频段的LC tank尺寸相较于低频的tank要更小；但是其Q值较差，这将会直接影响VCO的相位噪声。针对这一问题，常用的解决方案是将工作在低频的VCO输出信号进行倍频、选频进而得到高频的本振信号。

如图1所示为典型的低频VCO加三倍频器结构的电路原理图，主要包括四部分：低频VCO、电流电压转换网络、混频部分以及选频部分；其中，低频VCO：由交叉耦合对M1、M2与低频LC tank组成，可以产生频率为f₀的基波信号与基波频率整数倍的谐波信号；电流电压转换网络：是一个谐振在2f₀的LC滤波网络，一方面可以从流经M1、M2源端公共节点的偶次电流中筛选出频率为2f₀的分量，另一方面可以把电流转化为电压信号，提供给之后的混频器；混频部分：使用场效应晶体管(MOSFET)进行混频，M3的栅极电压频率为2f₀，所以M4、M5源级有频率为2f₀的电流信号，而M4、M5的栅极电压频率为f₀，所以M4、M5就可以通过混频在漏级产生频率为3f₀、f₀…等的电流信号；选频部分：选频部分是另外一个谐振在3f₀的VCO，从M4、M5漏级流入的电流频率分量很多，但是由于谐振腔具有选频作用，所以只有3f₀频率的信号可以留存下来；最后可以输出频率为3f₀的差分电压信号。

该结构的主要思路是取出低频VCO谐振得到的f₀与2f₀的频率成分，然后通过一个吉尔伯特混频器相混，最后再通过一个带通滤波器(高频LC tank)选频留下3f₀的信号。然而，低频VCO产生f₀、2f₀信号的同时，还伴随着其他的nf₀频率的谐波信号，所以该结构中使用了电流电压转换网络来提取2f₀信号；再利用一个吉尔伯特混频器来产生3f₀的输出，吉尔伯特单元的三个MOSFET需要额外提供偏置电压，所以需要使用3组RC元件来隔离直流、加偏置电压；并且，吉尔伯特混频产生的频率不仅只有3f₀的成分，因此必须进行选频，使用了一个谐振在3f₀的VCO来实现选频功能，最后在高频VCO的输出端得到三倍频的差分输出信号。由此可见，上述典型的低频VCO加三倍频器结构非常复杂，有振荡单元、电流电压转换单元和混频、选频单元，具体使用了三个电感、7个MOSFET，设计繁琐、占用面积大、并且布版麻烦；并且，需要提供三个直流偏压，进一步增大了设计的复杂度和电路的功耗。

针对上述问题，本发明的发明人在申请为CN202010252939.2的专利文献中公开一种低闪烁噪声的毫米波压控振荡器，其电路结构如图2所示；由噪声循环压控振荡器与带通选频滤波器构成，其中，带通选频滤波器连接于噪声循环压控振荡器的自混频端口，噪声循环压控振荡器的基波频率为f₀，带通选频滤波器谐振中心频率为3f₀；虽然该结构通过噪声循环压控振荡器三次谐波电流的复用得到了低闪烁噪声的毫米波电压输出；但是，本发明发明人在进一步科研过程中发现，该结构的噪声循环压控振荡器中采用PMOS晶体管M₃、M₄作为混频管、NMOS晶体管M₁、M₂作为开关管；由于混频管的输出信号频率为低频VCO的三倍，则混频管会先低频VCO到达截止频率，即整个器件的最大输出频率由混频管的截止频率决定；由此可见，如图2所示的毫米波压控振荡器结构中，器件的最大输出频率由PMOS晶体管M₃、M₄的截止频率决定；而PMOS晶体管的截止频率较低，使得电路的最大输出频率受到限制。

发明内容

本发明的目的在于针对上述现有低闪烁噪声的毫米波压控振荡器的最大输出频率受到限制的问题，提供一种高频低功耗自混频毫米波压控振荡器；本发明采用电流复用自混频压控振荡器结构，由低频VCO和混频选频单元构成；通过复用低频VCO的电流，使得本发明具有使用元件数目少、布版方便、直流功耗低的优点；同时，低频VCO采用PMOS晶体管作为开关管、混频选频单元采用NMOS晶体管作为混频管，匹配重新设计的电路结构，使得本发明能够输出更高频率的毫米波信号。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种高频低功耗自混频毫米波压控振荡器，由低频VCO和混频选频单元构成；其特征在于，

所述低频VCO由PMOS晶体管M₁、PMOS晶体管M₂、变容管C_var和差分电感L₁构成；其中，变容管C_var和差分电感L₁构成第一并联谐振网络、其谐振频率为基波频率f₀，差分电感L₁的中心抽头连接地GND，变容管C_var对称摆放、中心施加调谐电压V_t，PMOS晶体管M₁的栅极连接PMOS晶体管M₂的漏级、PMOS晶体管M₂的栅极连接PMOS晶体管M₁的漏级；第一并联谐振网络的两端分别连接于PMOS晶体管M₁、M₂的漏极；

所述混频选频单元由NMOS晶体管M₃、NMOS晶体管M₄、电容C₁、电容C₂、电容C₃、差分电感L₂、偏置电阻R₁、偏置电阻R₂构成；其中，所述电容C₃与差分电感L₂构成第二并联谐振网络、其谐振频率为3f₀，差分电感L₂中心抽头接电源VDD，第二并联谐振网络的两端分别连接于NMOS晶体管M₃与M₄的漏极；NMOS晶体管M₃的源极与PMOS晶体管M₁的源极相连，NMOS晶体管M₄的源极与PMOS晶体管M₂的源极相连；电容C₁一端连接NMOS晶体管M₃的栅极、另一端连接PMOS晶体管M₁的漏极，电容C₂一端连接NMOS晶体管M₄的栅极、另一端连接于PMOS晶体管M₂的漏极；NMOS晶体管M₃与M₄的栅极分别通过偏置电阻R₁、R₂施加偏置电压。

本发明的有益效果在于：

本发明提供一种高频低功耗自混频毫米波压控振荡器，采用电流复用自混频压控振荡器结构，由低频VCO和混频选频单元构成；选频混频单元直接复用低频VCO的偶次电流，再取其基波进行混频，最后通过选频网络选出所需的3f₀的频率分量；相较传统结构，本发明使用了更少的元件、偏置电路，能够节约版图面积，降低了芯片成本；并且，低频VCO与选频混频单元直接相连，通过电流复用能够大幅降低整体电路的功耗。

更为重要的是，相较于现有低闪烁噪声的毫米波压控振荡器，由于器件的最大输出频率由混频管的截止频率决定，本发明中低频VCO采用PMOS晶体管作为开关管、混频选频单元采用NMOS晶体管作为混频管，匹配重新设计的电路结构，使得本发明能够输出更高频率的毫米波信号。

附图说明

图1为典型的低频VCO+三倍频器结构的电路原理图。

图2为现有低闪烁噪声的毫米波压控振荡器的电路原理图。

图3为本发明实施例中高频低功耗自混频压控振荡器的电路原理图。

图4为本发明实施例中低频VCO的输出电压波形图。

图5为本发明实施例中流过低频VCO中NMOS晶体管M₁源级的电流波形图。

图6为本发明实施例中低频VCO信号f₀₊和三倍频信号3f₀₊的电压波形图。

图7为本发明实施例中低频VCO信号f₀₊和三倍频信号3f₀₊的相噪性能对比图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细说明。

本实施例提供一种高频低功耗自混频毫米波压控振荡器，其电路结构如图3所示，采用电流复用自混频压控振荡器结构，由低频VCO和混频选频单元构成；更为具体的讲：

所述低频VCO由PMOS晶体管M₁、PMOS晶体管M₂、变容管C_var和差分电感L₁构成；其中，变容管C_var和差分电感L₁构成第一并联谐振网络(LC tank)，其谐振频率为系统的基波频率、即为f₀；差分电感L₁的中心抽头连接地GND，使用差分电感L₁可以节约版图面积，并且具有较高的品质因数，有利于优化VCO的相位噪声；变容管C_var对称摆放、中心施加调谐电压V_t，变容管C_var一般采用MOSFET构成，通过调节调谐电压V_t即能够使得变容管的容值发生变化，进而调节电路的谐振频率；

PMOS晶体管M₁的栅极连接PMOS晶体管M₂的漏级、PMOS晶体管M₂的栅极连接PMOS晶体管M₁的漏级；由于LC网络是有损耗的，如果没有外界干预，LC网络中的谐振是不会持续下去的，因此，PMOS晶体管M₁、M₂为LC tank提供了一个负阻抗，可以抵消LC tank的损耗，进而使得振荡得以维持；则所述第一并联谐振网络的两端分别连接于PMOS晶体管M₁、PMOS晶体管M₂的漏极；

如图4所示为上述低频VCO的输出电压的波形。

所述混频选频单元由NMOS晶体管M₃、NMOS晶体管M₄、电容C₁、电容C₂、电容C₃、差分电感L₂、偏置电阻R₁、偏置电阻R₂构成；其中，所述电容C₃与差分电感L₂构成第二并联谐振网络、其谐振频率为3f₀，差分电感L₂中心抽头接电源VDD，第二并联谐振网络的两端分别连接于NMOS晶体管M₃与NMOS晶体管M₄的漏极；NMOS晶体管M₃的源极与PMOS晶体管M₁的源极相连，NMOS晶体管M₄的源极与PMOS晶体管M₂的源极相连；电容C₁一端连接NMOS晶体管M₃的栅极、另一端连接PMOS晶体管M₁的漏极，电容C₂一端连接NMOS晶体管M₄的栅极、另一端连接于PMOS晶体管M₂的漏极；偏置电阻R₁一端连接NMOS晶体管M₃的栅极、另一端连接偏置电压V_bias1，偏置电阻R₂一端连接NMOS晶体管M₄的栅极、另一端连接偏置电压V_bias2。

由于低频VCO的PMOS晶体管M₁、M₂具有很强的非线性，所以除了基波成分，电路中还会存在各阶谐波分量，如图5所示为流过低频VCO中M₁源级的电流波形，电流中具有很多谐波成分，故其波形为有周期性的杂波。本实施例中，在本设计中，将M₁与M₂的源级分别与M₃、M₄的源级相连，使得M₁、M₂的电流直接注入混频管M₃、M₄，实现了电流复用；再通过电容C₁、C₂耦合取低频VCO输出的基波电压输入混频管M₃、M₄的栅极，电阻R₁、R₂为M₃、M₄提供偏置电压；最后通过混频管进行混频。进一步的，混频管M3、M4有非线性，并且注入混频管的信号频率分量较为丰富，所以混频管会产生很丰富的频谱成分，因此混频管接了一个谐振在3f₀的LC谐振网络，这个谐振网络起到了带通选频的作用，使得最后在混频管的输出电压中3f₀的电压分量占据很大的比例；最终，混频选频单元的输出差分电压波形与低频VCO的输出波形如图6所示，其中，幅值小的曲线为三次谐波电压波形、幅值大的曲线为基波电压波形，由图可知，3f₀的电压波形近似为正弦波，说明混频管的输出中3f₀以外的谐波分量得到了较好的抑制。

再进一步的，本实施例中，低频VCO采用PMOSFET作为开关管、混频选频单元采用NMOSFET作为混频管，NMOSFET相较于PMOSFET载流子迁移率更大，截止频率更高，约为2倍；例如，在65nm工艺中NMOSFET的截止频率为200GHz左右，而PMOSFET的截止频率只有100GHz左右；由于整个器件的最大输出频率由混频管的截止频率决定，显然，本实施例中毫米波压控振荡器能够输出更高频率的毫米波信号。如图7所示为本实施例毫米波压控振荡器的三次谐波(60GHz左右，上方曲线)与基波(20GHz左右，下方曲线)相位噪声的性能对比，从图中可以看出，两者相噪之差稳定在9.5dB左右，与理论值相符；这证明了使用PMOSFET作为低频VCO的交叉耦合对，而用NMOSFET作为混频管能够实现更高的输出频率，并且相位噪声性能更好。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。