具体实施方式

参考下面的附图，将详细描述，使得本领域普通技术人员可以容易地执行本公开的实施例。然而，本公开的一个或多个实施例可以以许多不同的形式实施，并且不应该被解释为局限于这里阐述的实施例。为了清楚起见，与描述无关的部分将被省略。

本说明书中使用的术语是考虑到关于本公开的功能而在本领域中当前广泛使用的那些通用术语，但是这些术语可以根据本领域普通技术人员的意图、先例或本领域新技术而变化。此外，特定术语可以由申请人选择，并且在这种情况下，其详细含义将在本公开的详细描述中描述。因此，说明书中使用的术语不应理解为简单的名称，而是基于术语的含义和本公开的总体描述。

在本发明的实施例中，将delta-sigma调制与逐块相位切换(block-wise phaseswitching)发送技术相结合，可以简化发送端和接收端的装置结构，降低整个通信系统的复杂度。

首先，简要描述delta-sigma调制技术的原理。

delta-sigma调制是可以使用一个量化比特来调制模拟信号的技术，其包括过采样模数转换、噪声整形和低通滤波。通过该技术，可以将模拟的正弦信号或模拟的余弦信号转换为一个比特的数据流。

具体地，在进行delta-sigma调制时，首先该对正弦信号或余弦信号进行过采样。受量化比特数限制的奈奎斯特采样会在奈奎斯特区生成量化噪声。通过进行过采样，可以扩展奈奎斯特区，并将量化噪声扩展到更大的范围。然后，对过采样后的信号进行噪声整形，以便将量化噪声能量从低频端转移到高频端，这将大大降低低频噪声。图1(a)示出了对正弦信号或余弦信号进行过采样和噪声整形产生的信号的示意图。然后，使用低通滤波器对噪声整形后的信号进行滤波，以滤除高频噪声，从而产生使用一个比特量化的数字信号流。图1(b)示出了对图1(a)所示的信号进行低通滤波之后产生的信号的示意图。因此，delta-sigma调制相当于模数转换，它可以将模拟信号以采样速率转换成数字信号流输出。需要说明的是，尽管在上文中以一个比特为例来说明delta-sigma调制，但这不是限制性的，可以以多个比特来对信号进行量化，从而产生多个比特的数字信号流。

通过delta-sigma调制产生的该数字信号流只需要经过低通滤波器，就可以被恢复为原来的模拟正弦信号或余弦信号。图1(c)示出了所述delta-sigma比特流的采样波形的示意图，图1(d)示出了对图1(c)示出的delta-sigma比特流进行低通滤波产生的正弦信号和余弦信号的示意图。

在本专利的实施例中，利用这一性质，取代传统的通过数模转换器产生正弦信号和余弦信号的方式，通过delta-sigma调制来产生正弦信号和余弦信号。具体地，由于delta-sigma调制可以使用计算机仿真的方式来进行，因此，可以通过仿真的方式，基于delta-sigma调制生成数字信号流。然后，通过高速数字输入/输出(I/O)接口，接收该数字信号流，并通过低通滤波器将该数字信号流转换为模拟信号，由此，消除了对于数模转换器的需求，即，相当于用低通滤波器代替了原本需要的数模转换器，由此可以简化发送装置的结构。

接下来，描述逐块相位切换(block-wise phase switching)发送技术的原理。

在逐块相位切换发送技术中，分时隙发送信号，每个时隙发送的信号称作一个“块(block)”。每个“块”的信号包括两部分，一个是传输信号，一个是载波。两个连续的块的传输信号是相同的，但这两个块的载波具有90°的相位差，即在两个连续的块的载波之间，对相位进行切换，如图2所示。在这里，“载波”也可以称为“虚拟载波”，其是在将传输信号真正调制并发送之前，与该传输信号进行组合的信号。在本发明中，通过delta-sigma调制原理可以很容易地实现载波的90度相位切换。

以QPSK信号为例。在第一个时隙发送的“块”的传输信号可以表示为

E_S＝E_I+j×E_Q，

其中，E_S表示该传输信号，E_I和E_Q分别表示该传输信号的I分量(也可称为第一传输信号)和Q分量(也可称为第二传输信号)。该“块”的载波可以表示为E_c＝A(cosωt+j×sinωt)，

其中，E_c表示该载波，ω是该载波的频率，A是该载波的幅度，因此，该载波包括两个部分，即余弦信号部分Acosωt和正弦信号部分Asinωt。

通过在发送端使用逐块相位切换发送技术，可以简化接收端的结构和操作。具体地，在接收端，通过对接收的光信号进行检测，得到的电流I₁可以表示为：

I₁＝|E_c+E_s|²＝E_I ²+E_Q ²+A²+2E_IAcosωt+2E_QAsinωt，

对于QPSK信号，E_I ²+E_Q ²是常量，故E_I ²+E_Q ²+A²可以被简单地滤除掉，所以可以得到

I₁'＝2E_IAcosωt+2E_QAsinωt

在第2个时隙发送的“块”的传输信号可以表示为

E_S＝E_I+j×E_Q，

其与在第1个时隙发送的“块”的传输信号相同。在第2个时隙发送的“块”的载波可以表示为E_c'＝j×E_c＝A(-sinωt+j×cosωt)

其与在第1个时隙发送的“块”的载波相差90度。该载波包括两个部分，即正弦信号部分-Asinωt和余弦信号部分Acosωt。

对于第二时隙，在QPSK信号的情况下，在接收端，通过对接收的光信号进行检测，得到的电流I₂可以表示为：

I₂＝|j×E_c+E_s|²＝E_I ²+E_Q ²+A²+2E_QAcosωt-2E_IAsinωt，

由此，可以得到滤除常量后的电流

I₂'＝2E_QAcosωt-2E_IAsinωt

由I₁'和I₂'可以算出：

即，可以恢复出原信号。

对于传统QPSK信号来说，需要使用相干解调的方式来恢复信号，而通过使用逐块相位切换发送技术，只需要用直接检测的方式就可以恢复出原来的信号。极大地简化了接收端的复杂度，也减少了接收机的成本。

下面，将结合附图来描述根据本发明示例性实施例的信号发送装置。

图3是示出根据本发明示例性实施例的信号发送装置的框图。

参考图3，根据本发明示例性实施例的信号发送装置100包括信号生成器110、IQ调制器120和发射器130。

信号生成器110被配置为生成传输信号、第一载波以及与第一载波相位相差90度的第二载波，其中，第一载波与第二载波均为基于delta-sigma调制生成的信号。

所述传输信号是要传输给接收端的信号，例如数字信号。该传输信号可以包括N比特(N为大于或等于1的整数)的第一传输信号和N比特的第二传输信号。如上文所述，所述传输信号可以是复信号，其中，第一传输信号可以是所述传输信号的I分量，第二传输信号可以是所述传输信号的Q分量。

可以按照多种实现方式来生成所述传输信号。在一种实现方式中，所述信号生成器可以包括数字I/O接口，用于从外部接收所述传输信号，如图4所示。例如，所述信号生成器可以包括两个数字I/O接口，分别用于从外部接收第一传输信号和第二传输信号。可选地，所述数字I/O接口是适应于传输信号的速率的高速数字I/O接口。在另一种实现方式中，所述信号生成器可以直接生成所述传输信号。可选地，如图4所示，所述信号生成器还可以包括衰减器(ATT)，用于对传输信号进行衰减，以取得较好的载波信号功率比。

所述第一载波可以是上文所述的在第一时隙中发送的信号块的载波，所述第二载波可以是上文所述的在第二时隙中发送的信号块的载波。所述第一时隙与所述第二时隙可以是连续的两个时隙或相邻的两个时隙。需要注意的是，所述时隙仅仅是示例，发送信号的时间单元也可以是除了时隙以外的其他时间单元。

如上文所述，第一载波和第二载波中的每一个包括正弦信号部分和余弦信号部分。在一种实现方式中，所述信号生成器可以包括另外的数字I/O接口、以及低通滤波器(LPF)，如图4所示。所述数字I/O接口用于接收基于delta-sigma调制生成的对应于余弦信号的第一数字信号和对应于正弦信号的第二数字信号。可选地，所述数字I/O接口是适应于第一和第二数字信号的速率的高速数字I/O接口。所述第一数字信号和第二数字信号可以是通过仿真，基于delta-sigma调制生成的。该仿真可以通过设置于信号发送装置外部的计算装置来执行。可替换地，该计算装置也可以位于信号发送装置内部，例如数字I/O接口内。

具体地，对于该仿真，可以通过计算装置生成余弦信号，然后，按照上文所述的方式，通过对该余弦信号进行delta-sigma调制，生成对应于该余弦信号的数字信号，即所述第一数字信号。同样，可以通过计算装置生成正弦信号，然后，按照上文所述的方式，通过对该正弦信号进行delta-sigma调制，生成对应于该正弦信号的数字信号，即所述第二数字信号。然后，通过所述数字I/O接口，例如两个数字I/O接口，将所述第一数字信号和所述第二数字信号接收到信号发送装置中来。然后，可以使用该低通滤波器对第一数字信号进行低通滤波，从而生成余弦信号，作为所述余弦信号部分，并且可以使用该低通滤波器对该第二数字信号进行低通滤波，从而生成正弦信号，作为所述正弦信号部分。由此，可以按照上文所述的Ec和Ec’，生成要在第一时隙发送的第一载波以及要在第二时隙发送的第二载波。

返回图3，IQ调制器120被配置为基于传输信号与第一载波进行IQ调制以生成第一发送信号，以及基于所述传输信号与第二载波进行IQ调制以生成第二发送信号。

作为一种示例，所述信号发送装置还包括组合器140，如图3所示，用于向IQ调制器120提供基于传输信号与第一载波生成的待调制信号、以及基于所述传输信号与第二载波生成的待调制信号。该组合器140例如可以是加法器。具体地，对于第一时隙，组合器140将第一传输信号与第一载波的余弦信号部分进行组合(例如，相加)，以生成第一组合信号，并且将第二传输信号与第一载波的正弦信号部分进行组合(例如，相加)，以生成第二组合信号。所述第一组合信号和所述第二组合信号是待调制信号。类似地，对于第二时隙，组合器140将第一传输信号与第二载波的正弦信号部分进行组合(例如，相减)，以生成第三组合信号，并且将第二传输信号与第二载波的余弦信号部分进行组合(例如，相加)，以生成第四组合信号。所述第三组合信号和所述第四组合信号是待调制信号。

作为另一种示例，上述组合器140还可以位于IQ调制器120内部，当调制器120接收到上述传输信号以及第一载波或第二载波时，可以利用组合器140按照上文所述方式基于传输信号与第一载波生成待调制的第一组合信号和第二组合信号、以及基于所述传输信号与第二载波生成待调制的第三组合信号和第四组合信号。

然后，IQ调制器120可以对第一组合信号和第二组合信号进行IQ调制，以生成用于在第一时隙发送的第一发送信号，以及对第三组合信号和第四组合信号进行IQ调制，以生成用于在第二时隙发送的第二发送信号。

继续参照图3，发射器130在第一时隙发送第一发送信号，以及在第二时隙发送第二发送信号。可选地，在发送光信号之前，还可以通过光放大器对其进行放大。

图3所示的信号发送装置可以具有多种实现方式，下面将描述该信号发送装置的一种示例实现方式。

图5是示意性地示出根据本发明实施例的信号发送装置的示例实现方式的图。

参照图5，根据本发明示例性实施例的信号发送装置100包括信号生成器110、IQ调制器120和发射器130。

其中，信号生成器110包括四个I/O接口1-4，I/O接口发送N比特的数字信号。以第一时隙为例，I/O接口1和3分别发送上文所述的第一传输信号dataI和第二传输信号dataQ，I/O接口2和4分别发送上文所述的第一数字信号toneI和第二数字信号toneQ。第一传输信号dataI和第二传输信号dataQ可以先分别经过衰减器ATT，以得到一个较好情况的载波信号功率比。第一数字信号toneI和第二数字信号toneQ经过低通滤波器LPF，以生成上文所述第一载波的余弦信号部分和正弦信号部分，从而生成第一载波信号。接下来，组合器140将第一传输信号dataI和第一载波信号的余弦信号部分进行组合(例如，相加)，生成上文所述的第一组合信号，以及将第二传输信号dataQ和第一载波信号的正弦信号部分进行组合(例如，相加)，生成上文所述的第二组合信号，第一组合信号和第二组合信号经过IQ调制器进行IQ调制，以产生第一发送信号，并由发射器发送。在发送第一发送信号之前，还可以通过光放大器OA对其进行放大。类似地，对于第二时隙，I/O接口1和3分别发送所述第一传输信号dataI和所述第二传输信号dataQ，I/O接口2和4分别发送所述第一数字信号toneI和所述第二数字信号toneQ。所述第一传输信号dataI和所述第二传输信号dataQ可以先分别经过衰减器ATT进行衰减。所述第一数字信号toneI和所述第二数字信号toneQ经过低通滤波器LPF，以生成上文所述第二载波的余弦信号部分和正弦信号部分，从而生成第二载波信号。接下来，组合器140将第一传输信号dataI和第二载波的正弦信号部分进行组合(例如，相减)，以生成所述的第三组合信号，以及将第二传输信号dataQ和第二载波的余弦信号部分进行组合(例如，相加)，以生成上文所述的第四组合信号，最后第三组合信号和第四组合信号经过IQ调制器进行调制，以产生第二发送信号，并由发射器发送。在发送第二发送信号之前，还可以通过光放大器OA对其进行放大。

所述光信号经过光纤到达信号接收装置，该信号接收装置对该光信号进行处理，并恢复在发送端发送的传输信号。

接下来，将描述根据本发明实施例的信号接收装置。

图6是用于接收上述信号发送装置发送的光信号的信号接收装置600的框图。如图6所示，该信号接收装置600包括检测器610和处理器620。

检测器610用于检测接收的光信号，以将其转换为电流。例如，该检测器610可以是光电二极管(PD)。如上文所述，对于第一时隙，该检测器610检测出的电流可以表示为上文所述的I₁＝|E_c+E_s|²＝E_I ²+E_Q ²+A²+2E_IAcosωt+2E_QAsinωt，对于第二时隙，该检测器610检测出的信号可以表示为上文所述的I₂＝|j×E_c+E_s|²＝E_I ²+E_Q ²+A²+2E_QAcosωt-2E_IAsinωt。这里，检测器610可以是具有交流耦合功能的PD，该具有交流耦合功能的PD检测出电流I₁和I₂之后对其直流分量进行滤除，以输出上文所述的I'₁和I'₂。可替换的，检测器610也可以直接输出电流I₁和I₂，并在之后的步骤中由处理器620对其直流分量进行滤除以产生上文所述的I'₁和I'₂。

处理器620对检测器610在两个时隙的输出信号进行处理，从而恢复在发送端发送的数字信号。该处理器例如可以是数字信号处理器(DSP)。具体地，根据滤除掉直流分量后的信号I'₁和I'₂，处理器620可以计算出和即，可以得到上文所述第一传输信号和第二传输信号。需要说明的是，DSP执行的处理还可以包括同步、复杂信号重建、色散补偿、CMA、残余相位补偿和星座构建和决策，在这里不再赘述。

对于传统QPSK信号来说，需要使用相干解调的方式来恢复信号，而根据本发明实施例的系统只需要由单个PD直接检测到信号后，由DSP处理就可以恢复出原来的信号，这极大地降低了接收端的复杂度。

下面描述根据本发明实施例的信号发送方法。图7是示出根据本发明实施例的信号发送方法的流程图。该方法可由图3或图5所述的信号发送装置执行。由于该方法的各种细节已经在描述根据本发明实施例的信号发送装置时提及，因此在这里仅对所述方法进行简单的描述。

参考图7，在步骤S710处，生成传输信号和第一载波，其中第一载波为基于delta-sigma调制生成的信号。这里，传输信号包括N比特的第一传输信号和N比特的第二传输信号，如上文所述，第一载波包括正弦信号和余弦信号部分。生成第一载波包括接收基于delta-sigma调制生成的对应于余弦信号的第一数字信号和对应于正弦信号的第二数字信号，以及对所述第一数字信号和所述第二数字信号分别进行低通滤波，以生成所述余弦信号部分和所述正弦信号部分，从而生成所述第一载波。

继续参考图7，在步骤S720处，基于传输信号和第一载波来进行IQ调制，以生成第一发送信号，然后在第一时隙发送第一发送信号。具体地，将第一传输信号和第二传输信号分别与第一载波的余弦信号部分和正弦信号部分进行组合，以生成第一组合信号和第二组合信号，然后对第一组合信号和第二组合信号进行IQ调制，以生成第一发送信号。

在步骤S730处，生成与S710处的第一载波相位相差90度的第二载波。在这里，如上文所述，第二载波也包括正弦信号部分与余弦信号部分。并且正弦信号部分和余弦信号部分的生成和步骤S710相同。

在步骤S740处，基于所述传输信号与第二载波来进行IQ调制，以生成第二发送信号，并在第二时隙发送第二发送信号。在这里，将第一传输信号和第二传输信号分别与第二载波的正弦信号部分和余弦信号部分进行组合，以生成第三组合信号和第四组合信号，然后对第三组合信号和第四组合信号进行IQ调制，以生成第二发送信号。

图8示出了用于接收根据图7示出的信号发送方法发送的光信号的信号接收方法的流程图。该方法可由上文所述的接收装置执行。

由于接收端的具体步骤已在图6中对接收装置的描述过程中进行了详细说明，故在此进行简要介绍。

在步骤S810处检测接收的光信号，以将其转换为电流。可选地，由于传输过程会对信号造成衰减，在这里可以先对接收到的光信号进行放大，然后对其进行检测。如上文所述，对于第一时隙，检测出的电流可以表示为上文所述的I₁，对于第二时隙，检测出的电流可以表示为上文所述的I₂。然后，可以对所述电流滤除掉直流分量，从而产生上文所述的I'₁和I'₂。

接下来，在步骤S820处，对在步骤S810处得到的两个时隙的信号I'₁和I'₂进行处理，从而恢复在发送端发送的数字信号，即，上文所述的第一传输信号和第二传输信号。具体地，在步骤S820，可以按照上文所述的公式，通过I'₁和I'₂可以算出E_I和E_Q，从而得到上文所述的第一传输信号和第二传输信号，由此恢复所发送的信号。

与需要使用相干解调来恢复信号的传统光通信系统相比，在本发明的上述方法中，通过使用逐块相位切换发送技术，只需要用直接检测的方式就可以恢复出原来的信号。极大地简化了接收端的复杂度，也减少了接收机的成本。并且，通过delta-sigma调制来产生正弦信号和余弦信号，取代传统的通过数模转换器产生正弦信号和余弦信号的方式，消除了对于数模转换器的需求，即，相当于用低通滤波器代替了原本需要的数模转换器，由此可以简化发送装置的结构。

虽然在本实施例中针对光信号传输领域对本发明进行了描述，但应当理解，本发明不限于此，同时也适用于利用电磁波进行信号传输的无线通信领域。

尽管已经示出和描述了本发明的示例实施例，本领域技术人员应当理解，在不背离权利要求及其等价物中限定的本发明的范围和精神的情况下，可以对这些示例实施例做出各种形式和细节上的变化。