阅读说明：本技术 用于低偏移开关电容器积分器的开关方案 (Switching scheme for low offset switched capacitor integrators ) 是由 I·C·M·桑切斯-卡斯特罗 A·J·吉里贝里 C·P·赫里尔 于 2020-03-06 设计创作，主要内容包括：本公开涉及用于低偏移开关电容器积分器的开关方案。描述一种开关电容器积分器,其通过使用基本上将所有电荷注入传送到输出的开关方案来减轻了与连接到求和节点的开关的电荷注入失配所造成的偏移,从而防止了净偏移的积分。(The present disclosure relates to switching schemes for low offset switched capacitor integrators. A switched capacitor integrator is described that mitigates offsets caused by charge injection mismatch with switches connected to a summing node by using a switching scheme that transfers substantially all charge injection to the output, thereby preventing net offset integration.)

用于低偏移开关电容器积分器的开关方案

要求优先权

本申请要求Italo Carlos Medina Sánchez Castro等人于2019年3月8日提交的名称为“用于低偏移开关电容器积分器的开关方案”的美国临时专利申请序列号62/815,944的优先权的权益，其全部内容通过引用并入本文。

技术领域

该文件总体上但非限制性地涉及集成电路，并且更具体地涉及开关电容器电路。

背景技术

开关电容器电路通常在配置为实现特定的输入到输出传递功能的布置中通常包括开关和电容器以及放大器。例如，开关电容器电路可用于实现增益级、滤波器、D/A转换器和许多其他类型的电路。开关电容器电路的开关通过时钟信号选择性地接通和断开，以实现传递功能。

由于互补金属氧化物半导体(CMOS)技术的发展，开关电容器电路得到了广泛的应用。由于具有低输入偏置电流的场效应晶体管(FET)开关和运算放大器(op amps)的可用性，CMOS技术通常用于实现开关电容器电路。一种常见的开关电容器电路是开关电容器积分器。这种CMOS开关电容器积分器电路通常包括开关、电容器和运算放大器。

发明内容

本公开尤其涉及一种开关电容器积分器，该开关电容器积分器通过使用基本上将所有电荷注入传送到输出的开关方案来减轻了与连接到求和节点的开关的电荷注入失配所造成的偏移，从而防止了净偏移的积分。

在一些方面，本公开涉及开关电容器积分器电路，包括：放大器；至少一个输入电容器，被配置为接收至少一个输入信号并将其传送至所述放大器的输入；以及以反馈配置耦合至所述放大器的至少一个电容器，开关电容器积分器电路包括：与所述至少一个输入电容器的每个板耦合的至少两个开关，其中至少四个开关中的至少一个包括复合开关，该复合开关包括以下的并联组合：具有第一宽度的第一晶体管；和具有大于所述第一宽度的第二宽度的第二晶体管，其中控制电路被配置为控制所述至少一个复合开关的第一和第二晶体管的操作，使得当所述第一晶体管闭合时，所述第二晶体管打开，然后第一晶体管打开。

在一些方面，本公开涉及一种操作开关电容器积分器电路的方法，所述开关电容器积分器电路包括放大器；至少一个输入电容器，被配置为接收至少一个输入信号并将其传送至所述放大器的输入；以反馈配置耦合至所述放大器的至少一个电容器；以及与所述至少一个输入电容器的每个板耦合的至少两个开关，其中至少四个开关中的至少一个包括复合开关，该方法包括：控制具有以下的并联组合的复合开关的操作：具有第一宽度的第一晶体管；和具有大于所述第一宽度的第二宽度的第二晶体管，包括：当所述第一晶体管打开时将第二晶体管闭合，然后将所述第一晶体管闭合。

在一些方面，本公开涉及开关电容器积分器电路，包括放大器、被配置为接收输入信号的输入电容器、和以反馈配置耦合至所述放大器的电容器，所述开关电容器积分器电路包括：与所述输入电容器的板耦合的至少一个复合开关，其中所述复合开关包括以下的并联组合：具有第一宽度的第一晶体管；和具有大于所述第一宽度的第二宽度的第二晶体管，其中所述至少一个复合开关被配置为耦合在所述放大器的输入和所述输入电容器之间。

该概述旨在提供本专利申请的主题的概述。并不旨在提供本发明的排他性或详尽的解释。包括详细描述以提供关于本专利申请的更多信息。

附图说明

在不一定按比例绘制的附图中，相似的数字可以在不同的视图中描述相似的组件。具有不同字母后缀的相似数字可以表示相似组件的不同实例。附图通过示例而非限制的方式大体上示出了本文档中讨论的各种实施例。

图1是开关电容器(SC)积分器的示例的示意图。

图2是图1的SC积分器的相关SC网络的一部分的等效电路的示意图。

图3是使用本公开的各种技术的SC积分器的一部分的等效电路的示意图。

图4是可用于实现本公开的并行开关技术的通用复合开关的示例。

图5是可以实现本公开的并联开关技术的开关电容器积分器的另一示例的示意图。

具体实施方式

模拟积分器是一种广泛使用的信号处理模块。由于在准确性和多功能性方面的优势，积分器的开关电容器(SC)实现非常受欢迎，尤其是对于场效应晶体管(FET)技术而言。积分器通常对偏移敏感，因为随着时间的推移，积分器自然会对其进行积分，从而导致结果不准确，并可能使器件饱和。

对于FETSC积分器，大多数偏移源的影响都可以通过最新技术来有效消除。但是，在现有技术中，与FETSC积分器求和节点相连的开关的电荷注入不匹配所造成的潜在偏移可通过平衡建立时间或将其影响随时间平均而不是像在许多情况下是更可取的那样从本质上消除它来减轻。

在现有技术中不能令人满意地解决的根本问题是在与电荷注入失配相关联的偏移贡献的大小与相应开关的建立时间影响之间的权衡。本公开提出了一种本质上减轻该抵消贡献而无需交易结算时间的技术。

本公开尤其针对一种开关电容器积分器，其通过使用基本上将所有电荷注入输送到输出端的开关方案来减轻与连接到求和节点的开关的电荷注入失配的影响，从而防止集成净偏移量。

图1是开关电容器积分器的示例的示意图。图1所示的示例是SC积分器的全差分实现。

如同在任何SC电路中一样，SC积分器的操作基于使用开关将电压施加到电容器中。因为FET技术允许竞争性地实现开关和电容器两者，所以SC电路对于FET和相关技术中的实施例特别有吸引力。因此，本公开主要涉及这样的技术。

图1中的全差分SC积分器电路10可以由放大器(amp)12构成，该放大器以负反馈配置，通过连接在输出节点V_op、V_on和求和节点V_sp、V_sn之间的一些反馈电容器C_op、C_on和从差分输入V_i＝V_ip-V_in传递电荷到V_sp、V_sn的SC输入网络。反馈电容器C_op、C_on保持积分器差分输出V_o＝V_op-V_on的状态。

一组开关(例如晶体管)将输入电容器C_ip、C_in的右侧(RHS)端子连接到求和节点V_sp、V_sn。这些开关被标记为RHS开关14。另一组开关，例如晶体管，将C_ip、C_in的左侧(LHS)端子连接到输入端子V_ip，V_in。这些开关被标记为LHS开关16。

如同在任何SC电路中一样，操作至少受两个时钟相位的控制，这两个时钟相位是不重叠的，以避免相关电容器产生不希望的电荷损失。这些时钟相位在图1中被标记为p1、p2，并进一步在RHS阶段(标记为p1r、p2r)和LHS阶段(标记为p1l、p2l)之间区分。一个完整的时钟周期包括所有这些阶段，并定义周期T_CLK，该周期设置SC积分器的工作频率f_CLK＝1/T_CLK(采样频率)。

RHS阶段p1r、p2r驱动RHS开关14，而LHS阶段p1l、p2l驱动LHS开关16。

在给定的相位(在这种情况下为p2)中，通过将C_ip、C_in的LHS端子连接到相应的V_ip，V_in并将C_ip、C_in的RHS端子连接到共模(CM)求和节点电压V_SCM，在C_ip、C_in中对V_ip，V_in进行采样。因此，将差分电荷Q_i采样到C_ip、C_in，由下式(假设C_ip＝C_in＝C_i)给出：

Q_i＝C_i·V_i 等式(1)

在下一阶段(在这种情况下，为p1)，通过将C_ip、C_in的LHS端子连接到共模(CM)输入电压V_ICM并将C_ip_、C_in的RHS端子连接到求和节点V_sp、V_sn，迫使Q_i进入反馈电容器C_op、C_on。这会导致积分器输出中的微分阶跃ΔV_o表示为(假设C_op＝C_on＝C_o，并应用等式1)：

因此，SC积分器表现出离散时间操作，其中对应于瞬时n的输出V_o(n)在相应的时钟周期的末尾(在这种情况下，在p1的末尾)变为可用，并且它使用在前一阶段采样的输入V_i(n-1/2)来修改先前保留的输出V_o(n-1)：

根据等式2，SC积分器的理想增益由输入电容和反馈电容的比率C_i/C_o设定。

如果开关是通过FET晶体管实现的，则每次其状态转换时都会向开关的端子注入电荷Q。这种称为电荷注入的非理想效应是众所周知的，被认为是FET技术的一个突出缺点。

该电荷Q主要由2个分量形成：捕获在通道中的电荷Q_ch和由于栅源耦合而产生的时钟馈通电荷Q_clk。因此，Q可以量化为(其中W是晶体管的宽度，L是晶体管的有效长度，C_ox是每单位面积的栅极氧化物电容，C_ov是每单位宽度的栅极-源极重叠电容，V_GS是栅极-源极电压，V_TH是阈值电压，V_H是时钟高电压电平，V_L是时钟低电压电平)：

Q＝Q_ch+Q_clk＝W·L·C_ox·(V_GS-V_TH)+W·C_ov·(V_H-V_L) 等式(4)

在图1中，示出了p1r、p2r的相对定时，并且示出了这些时钟信号的非重叠特性。LHS相位p1l、p2l通常是相应RHS相位plr、p2r的版本，延迟采样边沿以通过在p1l或p2l跃迁时使LHS开关浮动，避免将LHS开关的与输入有关的电荷注入(请参见等式4)采样到输入电容器C_ip、C_in中。这种技术被称为底部采样，可以防止LHS电荷注入引起非线性，并广泛用于SC电路。RHS开关端子保持电压V_SCM；因此，它们相关的电荷注入基本上与输入无关，因此仅会引起偏移。

给定相位的采样边是打开相应开关的那边；按照惯例，在本公开中将下降沿假定为采样点。由于plr、p2r的采样边缘先于与对应的LHS相位p1l，p2l关联的采样边缘，因此每个阶段中的RHS采样都可以被视为积分器的有效采样。

FETSC积分器失调源

在设计良好的全微分积分器中，失调主要由名义上相同组件的失配引起。

对于FETSC全微分积分器，实际上，相关的偏移量贡献为：

·晶体管失配引起的放大器(amp)失调主要存在于其输入级。

·LHS开关电荷注入不匹配(这也会引起非线性)。

·RHS开关电荷注入不匹配。

由于存在于求和节点中的误差而以电压V_ε形式积分的偏移量ΔV_OS与积分器增益成正比，ΔV_OS(V_ε)∝(C_i/C_o)·V_ε。尤其是放大器12失调就是这种情况。

由于存在于加法节点中的误差而以电荷Q_ε形式积分的偏移ΔV_OS(例如，RHS开关电荷注入失配)与反馈电容C_o成反比，ΔV_os(Q_ε)∝Q_ε/C_o。

分别注入求和节点V_sp、V_sn的电荷Q_p、Q_n的影响将是ΔV_OS(Q_p，Q_n)∝(Q_p-Q_n)/C_o；因此，产生的偏移与绝对电荷失配ΔQ＝Q_p-Q_n成正比，而不是与相对失配ΔQ/Q＝(Q_p-Q_n)/[(Q_p+Q_n)/2]成正比。结果，增加的Q_p、Q_n的标称值Q将不是一种最小化其影响的有效方法(因为幅度取决于相对失配)；相反，减小Q将更有效(假设绝对失配ΔQ的缩放比例为Q，通常是这种情况)。

可以通过诸如斩波的技术来有效地减轻积分器输出中的放大器失调的影响。如前所述，可以通过底部采样有效消除LHS开关的电荷注入失配引起的失调。

RHS开关的电荷注入失配对补偿产生的影响可以通过以下方法的任意组合最小化：

·增加反馈电容器C_o的尺寸(可能按比例缩放输入电容器C_i以保持相同的增益)。

·如等式4所示，通过减小电压过驱动V_GS-V_TH和/或栅极面积W·L(通常更实用)来减小电荷注入的幅度。

·通过在连续斩波半周期内将其积分与相反极性的平均值进行平均T_RHS/2＝2/f_RHS，以一定频率f_RHS对RHS开关进行斩波，以消除RHS开关电荷注入失配引起的失调。

增加C_o意味着增加给定功率的建立时间。

减小V_GS-V_TH还会影响建立时间，因为开关的导通电阻R_ON(近似由等式5给出，其中μ是电荷载流子的迁移率)将成比例地增加。

类似地，减少W·L(一旦L达到其技术最低要求，或等效地以减少W/L为代价进行减少W·L)将通过给定功率的稳定时间来抵消。

RHS开关的斩波可由工作在f_RHS的RHS开关周围的斩波器和降噪器实现。这代表了SC积分器的时钟相位生成和开关驱动电路的不可忽略的开销。

由于斩波器和减料器的开关与RHS开关串联，为了恢复给定功率的原始建立时间，可以对这些开关的W·L调整大小，以获得与原始RHS开关相当的等效电阻R_ON。因此，RHS开关的绝对电荷注入失配会增加(对于给定的建立时间)，但是通过对一个周期T_RHS进行平均可以减轻其对积分器失调的潜在影响。

斩波器和斩波器的开关还因其电荷注入的不匹配而造成抵消。因此，为了获得净偏移的改善，斩波频率f_RHS必须小于采样频率f_CLK，以将等效感应偏移减小由于时间平均引起的比率f_CLK/f_RHS＞1，从而使其可以接受。

在这种方案中，由RHS开关电荷注入失配引起的斩波偏移分量ΔV_OS以频率f_RHS的方波形式出现在SC积分器输出中。

f_RHS＜f_CLK表示该组件不会在每个集成周期中取消的事实(因为这需要f_RHS＝f_CLK)。因此，相应的方波将由积分器之后的电路处理，从而可能引起失真。此技术依赖于一些后期处理，该后期处理会过滤所创建的偏移音或减轻其影响，这通常不是很吸引人的功能。为了避免这种情况，消除RHS开关电荷注入失配偏移的技术必须在采样频率f_CLK下运行。

因此，基于上述内容，现有技术中已知的用于减轻由RHS开关引起的电荷注入失配的偏移的技术涉及在偏移和建立时间(对于给定的功率和技术)和/或音调的存在之间的直接权衡。期望解决这些缺点的解决方案。

结论

本公开内容描述了一种用于减轻由RHS开关电荷注入失配引起的偏移的解决方案，该失配可以是动态的(也可以抵消偏移漂移)，可以以采样频率f_CLK进行操作(避免存在潜在的不良音调)并且可以打破先前建立的偏移与建立时间之间的权衡。

下面将详细分析电荷注入失配对典型SC积分器失调的影响。在不失一般性的前提下，并且为了简化分析，仅考虑与由p1r驱动的一对RHS开关14相关联的失配。此外，分析时仅考虑不匹配的电荷注入ΔQ(因为普通电荷注入在积分输出中没有净效应)，将所有不匹配情况任意分配给单个开关，因此，假设互补的一个不贡献电荷注入。这在图2中示出。

图2是图1的SC积分器的SC(单端)网络的相关部分的等效电路的示意图。特别地，图2描绘了针对图1的SC积分器电路的一部分的典型的SC积分器RHS切换。

接下来针对时钟信号的相关转变描述开关sw1的电荷注入。按时间顺序排列的相关事件是：

·p1r变低(采样)：将电荷ΔQ₁注入C_o(导致积分器输出V_o出现阶跃ΔV₁＝ΔQ₁/C_o)，然后将电荷ΔQ₂注入C_i，进行存储。

·p2r变高(重置C_iRHS板)：先前存储在C_i的电荷ΔQ₂被倾倒到AC接地V_SCM中，因此永久丢失。

·p1r变高(下一个积分阶段开始)：电荷ΔQ₃注入C_o(导致积分器输出V_o出现阶跃ΔV₃＝ΔQ₃/C_o)并将电荷ΔQ₄注入C_i，但由于放大器通过sw1的闭合而重新连接，因此由放大器提供ΔQ₄(导致V_o出现阶跃ΔV₄＝ΔQ₄/C_o)。

因此，在每个周期中，积分器输出V_o中的以下偏移ΔV_o是由p1r驱动的RHS开关的电荷注入不匹配引起的：

FET开关的电荷注入(由等式4给出)在其2个端子(任意指定为漏极和源极)之间分配。这种划分不一定是对称的，它取决于许多因素，例如端子的相对阻抗和门信号中跃迁的斜率。使用除法因子0≤d≤1对此建模，将FET开关的电荷注入Q_T在其端子Q_d、Q_s之间划分为：

Q_T＝Q_d+Q_s，Q_d＝(1-d)·Q_T，Q_s＝d·Q_T 等式(7)

此外，对于给定的端子电压，FET开关在其栅极信号的下降和上升过渡期间的电荷注入Q_T在幅度上是相同的。

在图2的情况下，这些事实暗示：

ΔQ₁+ΔQ₂＝-(ΔQ₃+ΔQ₄) 等式(8)

因此，根据等式7，如果将ΔQ₂积分而不是进行转储，ΔV_o＝0。也就是说，如果对打开和关闭开关sw1时注入的所有电荷进行了积分，则积分器输出V_o的净效应为零，并且与sw1相关的电荷注入失配不会引起偏移。

对于连接到共模(CM)求和节点电压V_SCM并由p2r驱动的RHS开关sw2可以进行类似的分析。结论是相同的，但是不是将所有相关联的电荷注入进行积分以抵消V_o的影响，而是将开关sw2的所有电荷注入倾倒入V_SCM，并且类似地，在V_o也不引起偏移。因此，获得的结果适用于任何RHS交换机。

与SC积分器中RHS开关的电荷注入不匹配引起的偏移有关，从以上描述中提取出以下原理：

I.感应失调取决于绝对电荷注入失配。

II.如果RHS开关的所有电荷注入都已积分，则积分器输出的净效应为零。

考虑到这两个原理，提出了以下解决方案，以减轻由RHS开关的电荷注入失配引起的偏移，而不会影响建立时间：添加一个与常规尺寸的RHS主开关并联的更小的开关，并驱动该开关，使其仅在打开主开关后才能打开，以集成RHS主开关的所有电荷注入。结果，残留失调取决于较小开关的绝对电荷注入失配，该失配将比由常规尺寸的主RHS开关引起的失配小(根据等式4)。通过适当地确定两个开关的相对阻抗(通过纵横比W/L)以及它们的驱动信号的打开边缘之间的延迟T_DLY，可以减轻这种技术对等效建立时间的可能影响。

图3是使用本公开的各种技术的SC积分器的一部分的等效电路的示意图。特别地并且根据本公开，图3描绘了SC集成器RHS并行切换方案，该SC集成器RHS并行切换方案使用与常规尺寸的主RHS开关并联的较小的开关并且以这样的方式驱动它：仅在主RHS开关打开后才打开，以集成主RHS开关的所有电荷注入。这两个开关(例如晶体管)共同构成了本发明所称的“复合开关”，其包括具有第一宽度(W/s)的第一晶体管(开关sw1s)和具有大于第一宽度的第二宽度(W_f)的第二晶体管(开关sw1f)的并联组合。如下所述，复合开关可以由两个以上的晶体管形成。

图2的RHS开关sw1已替换为宽度按因子s(例如W/s)缩小的开关sw1s的并行组合，并由原始相位p1r驱动，而开关sw1f由新相位p1rf驱动，如图3所示。在一些示例配置中，缩放因子在5到20的范围内，包括5和20。同样，该并联组合在本公开中被称为复合开关。

开关的定时由控制电路20控制。控制电路被配置为控制复合开关的第一sw1s开关和第二sw1f开关(例如晶体管)的操作，使得当第一开关闭合时，第二开关断开，然后打开第一个开关。

在一些示例配置中，控制电路被配置为使用第一时钟信号来控制第一开关的操作并且使用第二时钟信号来控制第二开关的操作，其中第一时钟信号不同于第二时钟信号。在一些示例中，第一时钟信号(例如，p1r)具有第一有效时间，第二时钟信号(例如，p1rf)具有第二有效时间，其中第二有效时间比第一有效时间短。

开关sw1s可以被称为慢速开关，因为与图2的常规RHS开关sw1相比，由于其宽度W/s由缩放因子s减小，因此其阻抗也增大了相同的因子s(根据等式5)。相应地，它的电荷注入比开关sw1的电荷注入小一个比例因子s(根据等式4)。这在图3中通过用小写字母Δq_i标记相关电荷来说明。sw1s开关由原始p1r相位驱动，因此决定了积分器操作中的采样事件。

开关sw1f之所以称为快速开关，是因为其阻抗与慢速开关sw1s相关的阻抗相比要小，因为其宽度W_f更大(W_f＞W/s)。它由一个新的相位p1rf驱动，该相位由p1r生成，但打开边缘有一个时间延迟T_DLY(如图3的定性时序图所示)。

接下来，针对时钟信号的相关转变描述由sw1s和sw1f形成的等效开关的电荷注入。按时间顺序排列的相关事件是：

·p1rf变低：电荷ΔQ₁注入C_o(导致积分器输出V_o阶跃ΔV₁＝ΔQ₁/C_o)，电荷ΔQ₂通过闭合sw1s注入C_o(导致积分器输出V_o阶跃ΔV₂＝ΔQ₂/C_o)。

·p1r变低(采样)：电荷Δq₁被注入C_o(导致积分器输出V_o出现阶跃Δv₁＝Δq₁/C_o)，电荷Δq₂被注入C_i，被存储。

·p2r变高(重置C_iRHS板)：先前存储在C_i中的电荷Δq₂被倾倒到AC接地V_SCM，因此永久丢失。

·p1r和pr1f变为高电平(下一个积分阶段开始)：向C_o注入电荷ΔQ₃(导致积分器输出V_o出现阶跃ΔV₃＝ΔQ₃/C_o)，向C_i注入电荷ΔQ₄，但是由于放大器通过sw1f和sw1s的闭合而重新连接，ΔQ₄由放大器提供(导致V_o出现阶跃ΔV₄＝ΔQ₄/C_o)；电荷Δq₃注入到C_o中(导致V_o出现阶跃Δv₃＝Δq₃/C_o)，电荷Δq₄注入到C_i中，但是由于放大器通过sw1f和sw1s的闭合而重新连接，因此放大器提供了电荷Δq₄(导致V_o出现阶跃Δv₄＝Δq₄/C_o)。

因此，在每个周期中，由于等效RHS开关的电荷注入失配，导致积分器输出V_o出现以下偏移ΔV′_o：

将等式8应用于sw1f，可消除相关电荷注入的净效应。因此，等式9简化为：

假设不失一般性，sw1s电荷注入的分频因子d与图2中sw1的相同，两种方法的感应偏移之比变为(根据等式10、8和6)：

由于两个开关之间的唯一区别是前述宽度的缩放比例(如果sw1的宽度为W，sw1s的宽度为W/s)，根据等式4和11得出：

因此，与传统方法(图2所示)相比，其与在每种情况下执行采样的RHS开关的宽度(或一般来说，栅极面积)之比成正比(对于传统开关方法，图3中的sw1s和对于图2中的sw1)，包含通过新方法实现的RHS开关的SC积分器(如图3所示，并称为并行开关技术)可降低RHS开关电荷注入失配引起的偏移ΔV′_o。

再次，可以通过将并行开关技术应用于图3中的RHS开关sw2来执行类似的分析。结论是相同的，但是不是将sw2的所有相关电荷注入分量进行积分以抵消它们在V_o的影响，而是都可以转储到V_SCM中。因此，所获得的结果适用于SC集成器中的任何RHS交换机。

为方便起见，假设电荷注入中存在系统失配，便得出了这些结果。对于更相关的随机失配情况，原理可以直接扩展，并且相应的分析可以减小由

给出的感应偏移(假设电荷注入随机失配的正态分布的实际情况)。

快速开关(图3中的sw1f)仅在p1r相位的一小部分(由时间延迟T_DLY指示)期间闭合。它的功能是允许在打开输入之前传输大多数输入电荷，在打开采样之前，缓慢的开关(图3中的sw1s)在p1r剩余阶段(T_DLY)期间完成精细建立的时刻。

因此，为了获得与图2所示方法可实现的等效稳定时间相当的等效稳定时间，sw1f的导通电阻必须小于sw1的导通电阻。同样，sw1f的宽度W_f可以大于与sw1关联的宽度W_f(W_f＞W)。

由于由电荷注入失配引起的偏移量不依赖于sw1f(等式10)，因此可以调整W_f大小(以及时间延迟T_DLY)以提供所需的建立时间，而不影响最终的偏移量。因此，通过以采样频率f_CLK操作的本公开的并行开关技术有效地解决了电荷注入失配引起的偏移与建立时间之间的折衷(从而避免了潜在的不希望的音调)。

sw1f的开放边缘(图3中的相位p1rf变低)会导致在T_DLY期间必须由sw1s解决的扰动以及输入信号电荷传输的精细建立。因此，sw1f的打开应在有效采样(sw1s的打开边缘)之前发生足够的时间，和/或sw1f的门面积应足够小以限制相应扰动的大小。

可以调整两个参数的大小，以获得目标的稳定性能，同时将sw1的浇口面积保持在所需的最小范围内(或等效地，根据需要积极地调整缩放因子s的大小)，以同时实现所需的残留偏移量。

实际上，与其他方法(图2所示)(实际上可以忽略不计，并且由附加时钟信号p1rf的生成和路由控制(p1rf是采样边沿提前给定时间间隔的p1r))相比，通过所描述的并行交换技术(图3所示)实现相应的RHS交换机会导致功率、面积和复杂性的增加。

图4是可用于实现本公开的并行开关技术的通用复合开关的示例。通过考虑与慢速开关sw1s并联的P个快速开关，可以获得更渐进的并联开关技术操作。

在图4中，快速开关sw1f<P:1>的阵列可以通过控制电路30由专用时钟信号p1rf<P:1>驱动。快速采样sw1f<P:1>的阵列在采样期间顺序打开，因此提供与上述并行切换技术相同的操作，但具有更大的灵活性来管理快速切换的干扰。

本质上，给定的快速开关sw1f<i>的打开边缘与慢速开关sw1s的采样边缘越近(也就是说，相关的延迟T_{DLY_i}越小)，其对应的越小的栅极面积(实际上，宽度W_i)可以有利地将其尺寸设定为引起较少的电荷注入，并因此引起较小的沉降扰动。这是可行的，因为sw1f<i>越靠近采样边缘，由于电荷转移将更加完整，因此对剩余粗沉降的贡献就越小，因此sw1f<i>所需的电阻越小，W_i越小。

结果，通过对sw1f<P:1>栅极区域(实质上是宽度W_P，...，W₁)和采样边沿延迟T_{DLY_P，}...，T_{DLY_P}进行适当的大小调整，对于定义缩放因子s的给定残余偏移水平，可以获得最佳的稳定行为。

可以遵循任何有利的缩放定律来确定宽度W_i和时间间隔T_{DLY_i}的大小，自然的选择是以下关系：W_P＜…＜W₁和T_{DLY_P}＜…＜T_{DLY_1}(并且，换句话说，给定慢速开关的门面积越小，则它越接近打开的采样时刻)。实际上，与图2所示方法相比，一个或两个附加开关电平(P≤3)足以获得所需的改进。

例如，慢速开关sw1s(例如，第一晶体管)的宽度可以为W/s，第一快速开关sw1f(1)(例如，第二晶体管)的宽度可以为W/s1，第二快速开关sw1f(2)(例如第三晶体管)的宽度可以为W/s2，如果第二晶体管在第三晶体管之后打开，则W/s＜W/s1＜W/s2(s＞s1＞s2)，第二和第三晶体管在第一晶体管之前打开。

并行开关技术已经在典型的SC全微分积分器的背景下提出。但是，通过用图3中所示的方法(或其概括，如图4中所示)替换相应的RHS交换机，该技术将适用于任何SC集成器拓扑。

该技术直接适用于不暗示对本公开中作为示例描述的RHS开关结构和操作进行修改的任何SC集成器。例如，积分器可以针对相反的输入差分采样，而不是针对输入共模V_ICM采样(如之前所述和图1所示)。在这种情况下，并行切换技术将适用。

更重要的是，即使在RHS开关结构和/或SC集成器的操作偏离本公开中作为示例描述的结构的情况下，该技术也可直接应用。例如，积分器可以通过将输入分支加倍(因此，互补的RHS开关)，而在两个阶段而不是仅在一个阶段(如之前所述和图1所示)中进行积分。在这种情况下，基于相同的描述原理，并行交换技术将同等地应用于所有RHS交换器，并有可能获得相同的改进。

并行交换技术也直接适用于单端实现，因为它不依赖差分本质和/或其组件的操作作为操作原理。

并行开关技术的应用可以扩展到连接到SC积分器求和节点的其他开关，其电荷注入最终可以传递到输出，例如：

·SC分支的RHS开关连接到参考电压而不是输入电压。例如，数模转换器(DAC)在处理反馈的离散时间∑-Δ调制器的积分器中分支。

·SC分支的RHS开关连接到校准电压而不是输入电压，以调整积分器的失调、增益误差或其他度量。

·积分放大器的输入斩波器的开关可能用于减轻其失调和/或低频噪声。

通常，在本公开中提出的并行开关技术有利地适用于(具有微小差异)连接到SC积分器的求和节点的任何开关，特别是如果该开关是周期性地操作的。

本公开内容集中于集成电路(IC)的重要情况。但是，这些原理同样适用于SC集成器的分立电路实现。

在一种实现方式的非限制性具体示例中，本公开的开关电容器积分器可以用于∑-Δ模数转换器中。Sherry等人共同转让的美国专利第9,124,290号中描述了使用开关电容器积分器的∑-Δ模数转换器的非限制性示例，标题为“Method and Apparatus forSeparating the Reference Current from the Input Signal in∑-ΔConverter”，其全部内容通过引用合并于此。

图5是实现本公开的并联开关技术的开关电容器积分器的另一示例的示意图。图5中的全差分SC积分器电路40可以由放大器(放大器)42形成，该放大器(放大器)通过连接在输出节点V_op、V_on与求和节点V_sp、V_sn之间的一些反馈电容器C_op、C_on和从差分输入V_i＝V_ip-V_in向V_sp、V_sn传递电荷的SC输入网络以负反馈配置操作。反馈电容器C_op、C_on保持积分器差分输出V_o＝V_op-V_on的状态。

一组开关(例如晶体管)将输入电容器C_ip、C_in的右侧(RHS)端子连接到求和节点V_sp、V_sn。这些开关被标记为RHS开关42。另一组开关，例如晶体管，将C_ip、C_in的左手侧(LHS)端子连接到输入端子V_ip，V_in。这些开关被标记为LHS开关44。

从图5所示的示例配置中可以看出，所有RHS开关(例如连接输入电容器C_ip、C_in和求和节点V_sp、V_sn的RHS开关)已被图3提出的拓扑结构所取代，该拓扑结构至少具有一个快速开关和一个并联的慢速开关，使得差分积分器电路40在每个差分输入分支中至少包括一个复合开关。即，图1的每个RHS开关已经被复合开关所代替，该复合开关包括具有第一宽度(W/s)的小的慢速开关sw1s和具有大于第一宽度的第二宽度(W_f)的较大的快速开关sw1f，如放大部分46中所示。在一些示例配置中，缩放因子s在5到20的范围内，包括5和20。

如图5所示，开关sw1s由相位p1r驱动，开关sw1f由相位p1rf驱动。开关的定时由控制电路48控制。控制电路被配置为控制复合开关的第一和第二开关(例如晶体管)的操作，使得当第一开关swls闭合时，第二开关swlf断开，然后第一开关swls断开。

附加地或可替代地，在一些示例配置中，并行切换技术可以应用于一个或多个LHS交换机，例如图1中的16个。

在一些示例配置中，复合开关可以耦合在输入独立电压和输入电容器(例如，替换图1中由p2r驱动的RHS开关)之间，如图5所示。

注释

本文描述的每个非限制性方面或示例可以独立存在，或者可以与一个或多个其他示例以各种排列或组合的方式组合。

上面的详细描述包括对附图的引用，这些附图形成了详细描述的一部分。附图通过说明的方式示出了可以实践本发明的特定实施例。这些实施例在本文中也称为“示例”。除了所示出或描述的元件之外，这样的示例可以包括元件。然而，本发明人还设想了仅提供示出或描述的那些元件的示例。此外，本发明人还设想了使用所示出或描述的那些元素(或其一个或多个方面)的任何组合或排列的示例，关于此处显示或描述的特定示例(或其一个或多个方面)，或其他示例(或其一个或多个方面)。

如果本文档与通过引用方式并入的任何文档之间的用法不一致，则以本文档中的用法为准。

在本文件中，术语“一个”或“一种”用于专利文件中，包括一个或多个、独立于“至少一个”或“一个或多个”的任何其他情况或用法。在本文档中，除非另有说明，否则术语“或”用于表示非排他性，例如“A或B”包括“A但不包括B”、“B但不包括A”和“A和B”。在本文档中，术语“包括”和“其中”用作相应术语“包含”和“其中”的普通等效词。同样，在以下权利要求中，术语“包括”和“包含”是开放式的，即，系统、设备、物品、组合物、配方或过程中除了在权利要求中此术语后列出的元素以外还包括其他元素，仍被认为属于该权利要求的范围。此外，在所附权利要求中，术语“第一”、“第二”和“第三”等仅用作标签，并且不旨在对其对象施加数字要求。

本文描述的方法示例可以是至少部分地机器或计算机实现的。一些示例可以包括编码有指令的计算机可读介质或机器可读介质，所述指令可操作以配置电子设备以执行如以上示例中所述的方法。这样的方法的实现可以包括代码，例如微代码、汇编语言代码、高级语言代码等。这样的代码可以包括用于执行各种方法的计算机可读指令。该代码可以构成计算机程序产品的一部分。此外，在示例中，代码可以有形地存储在一个或多个易失性、非暂时性或非易失性有形计算机可读介质上，例如在执行期间或在其他时间。这些有形计算机可读介质的示例可以包括但不限于硬盘、可移动磁盘、可移动光盘(例如光盘和数字视频光盘)、盒式磁带、存储卡或存储棒、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)等。

上面的描述旨在是说明性的，而不是限制性的。例如，上述示例(或其一个或多个方面)可以彼此组合使用。在回顾以上描述之后，例如可以由本领域的普通技术人员使用其他实施例。提供摘要以符合37C.F.R.§1.72(b)，以允许读者快速确定技术公开的性质。提交本文档时，应理解为不会将其用于解释或限制权利要求的范围或含义。另外，在以上详细描述中，各种特征可以被分组在一起以简化本公开。这不应被解释为意在意欲使未声明的公开特征对于任何声明都是必不可少的。而是，发明主题可以在于少于特定公开实施例的所有特征。因此，以下权利要求由此作为示例或实施例被并入到详细描述中，每个权利要求作为独立的实施例而独立存在，并且可以预期的是，这样的实施例可以以各种组合或置换彼此组合。本发明的范围应参考所附权利要求书以及这些权利要求书所赋予的等效物的全部范围来确定。