阅读说明：本技术 一种共模反馈电路和差分放大器 (Common mode feedback circuit and differential amplifier ) 是由 周晓秋 钱永学 王同 孟震一 蔡光杰 马荣荣 孟浩 黄鑫 于 2020-04-20 设计创作，主要内容包括：本申请公开了一种共模反馈电路和差分放大器,减小了在差分放大器两个输入端v1、v2处引入的差模噪声,并保证了共模反馈环路稳定性。该电路包括误差放大器U2和四个晶体管M1a、M1b、M2a和M2b,其中：U2的两个同相输入端分别接v1和v2；U2的反相输入端接收基准共模电压；M1a和M1b的栅极接U2输出端；M2a和M2b的栅极接收一驱动信号；M1a和M1b的源极接地；M1a的漏极、M1b的漏极、M2a的源极以及M2b的源极连接于同一点；M2a的漏极接v1；晶体管M2b的漏极接v2；M2a与M2b的跨导之差不超过第二预设值；M2a的跨导不超过第四预设值；次极点频率大于共模反馈环路的带宽。(The application discloses a common mode feedback circuit and a differential amplifier, wherein differential mode noise introduced at two input ends v1 and v2 of the differential amplifier is reduced, and the stability of a common mode feedback loop is ensured. The circuit includes an error amplifier U2 and four transistors M1a, M1b, M2a, and M2b, wherein: two non-inverting input terminals of U2 are respectively connected with v1 and v 2; the inverting input of U2 receives a reference common mode voltage; the gates of M1a and M1b are connected with the output end of U2; the gates of M2a and M2b receive a driving signal; the sources of M1a and M1b are grounded; the drain of M1a, the drain of M1b, the source of M2a and the source of M2b are connected to the same point; the drain of M2a is connected with v 1; the drain of the transistor M2b is connected with v 2; the difference between the transconductance of M2a and the transconductance of M2b does not exceed a second preset value; the transconductance of M2a does not exceed the fourth preset value; the secondary pole frequency is greater than the bandwidth of the common mode feedback loop.)

一种共模反馈电路和差分放大器

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，更具体地说，涉及一种共模反馈电路和差分放大器。

背景技术

在差分放大器应用中，有时需要引入共模反馈电路来稳定差分放大器U1的两个输入端v1、v2的共模电压，如图1所示。

该共模反馈电路传统的电路结构如图2所示，包括误差放大器U2和两晶体管M1a、M1b，其中：误差放大器U2的两个同相输入端分别连接差分放大器U1的两个输入端v1、v2；误差放大器U2的反相输入端接收基准共模电压vcm；误差放大器U2的输出端接晶体管M1a和晶体管M1b的栅极；晶体管M1a和晶体管M1b的源极接地；晶体管M1a的漏极作为共模反馈电路的第一输出端vo1接入差分放大器U1的同相输入端v1；晶体管M1b的漏极作为共模反馈电路的第二输出端vo2接入差分放大器U1的反相输入端v2。

图2所示共模反馈电路的工作原理是将差分放大器U1的两个输入端v1、v2的共模电压与基准共模电压vcm进行比较，差值信号经放大后输出到两晶体管的栅极，实现对两晶体管漏极信号的调节，从而使v1、v2的共模电压达到稳定。

但是，图2所示共模反馈电路会在v1、v2处引入噪声，噪声包含共模噪声和差模噪声，共模噪声不会对系统产生影响，而差模噪声会导致系统的信噪比下降。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种共模反馈电路和差分放大器，以实现减小共模反馈电路在差分放大器的两个输入端v1、v2处引入的差模噪声，并且保证共模反馈环路的稳定性。

一种共模反馈电路，包括误差放大器、第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管和第四晶体管，其中：

所述误差放大器的两个同相输入端用于分别接入差分放大器的同相输入端和反相输入端；

所述误差放大器的反相输入端接收基准共模电压；

所述第一晶体管和第二晶体管的栅极接所述误差放大器的输出端；

所述第三晶体管和第四晶体管的栅极接收一驱动信号；

所述第一晶体管和第二晶体管的源极接地；

所述第一晶体管的漏极、第二晶体管的漏极、第三晶体管的源极以及第四晶体管的源极连接于同一点；

所述第三晶体管的漏极用于接入所述差分放大器的同相输入端；所述第四晶体管的漏极用于接入所述差分放大器的反相输入端；

所述第一晶体管的跨导和第二晶体管的跨导之间的差值不超过第一预设值；所述第三晶体管的跨导和第四晶体管的跨导之间的差值不超过第二预设值；所述第三晶体管的漏极对地寄生电容和第四晶体管的漏极对地寄生电容之间的差值不超过第三预设值；所述第三晶体管的跨导不超过第四预设值；共模反馈电路的次极点频率大于共模反馈环路的带宽。

可选的，所述第一预设值等于零。

可选的，所述第二预设值等于零。

可选的，所述第三预设值等于零。

可选的，所述共模反馈电路中的晶体管为MOSFET。

可选的，所述MOSFET替换为IGBT，此时：晶体管的漏极对应替换为IGBT的集电极，晶体管的源极对应替换为IGBT的发射极。

可选的，所述MOSFET替换为三极管，此时：晶体管的漏极对应替换为三极管的集电极，晶体管的源极对应替换为三极管的发射极，晶体管的栅极对应替换为三极管的基极。

一种带共模反馈电路的差分放大器，其中，所述共模反馈电路为上述公开的任一种共模反馈电路。

从上述的技术方案可以看出，本发明通过在共模反馈电路传统的电路结构的基础上新增两个晶体管，使得原来两个晶体管产生的噪声变成了单纯的共模噪声，v1、v2处的差模噪声仅由新增的两个晶体管的跨导决定，所以本发明通过减小新增的两个晶体管的跨导来减小该差模噪声。另外，共模反馈环路稳定性由原来两个晶体管的跨导决定，所以本发明还通过增大原来两个晶体管的跨导来提高共模反馈环路稳定性。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术公开的一种带共模反馈电路的差分放大器结构示意图；

图2为现有技术公开的一种共模反馈电路结构示意图；

图3为本发明实施例公开的一种共模反馈电路结构示意图；

图4为图2所示共模反馈电路的等效电路结构示意图；

图5为图2所示共模反馈电路中的噪声电流流向示意图；

图6为图3所示共模反馈电路的等效电路结构示意图；

图7为图3所示共模反馈电路中的噪声电流流向示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

参见图3，本发明实施例公开了一种共模反馈电路，包括误差放大器U2、晶体管M1a、晶体管M1b、晶体管M2a和晶体管M2b，其中：

误差放大器U2的两个同相输入端用于分别接入差分放大器U1的同相输入端v1和反相输入端v2；

误差放大器U2的反相输入端接收基准共模电压vcm；

晶体管M1a和晶体管M1b的栅极接误差放大器U2的输出端；

晶体管M2a和晶体管M2b的栅极接收一驱动信号；

晶体管M1a和晶体管M1b的源极接地；

晶体管M1a的漏极、晶体管M1b的漏极、晶体管M2a的源极以及晶体管M2b的源极连接于同一点P点；

晶体管M2a的漏极作为共模反馈电路的第一输出端vo1用于接入差分放大器U1的同相输入端v1；晶体管M2b的漏极作为共模反馈电路的第二输出端vo2用于接入差分放大器U1的反相输入端v2；

在参数设置上，晶体管M1a的跨导和晶体管M1b的跨导之间的差值不超过第一预设值；晶体管M2a的跨导和晶体管M2b的跨导之间的差值不超过第二预设值；第一输出端vo1的对地寄生电容和第二输出端vo2的对地寄生电容之间的差值不超过第三预设值；晶体管M2a的跨导不超过第四预设值；所述共模反馈电路的次极点频率大于共模反馈环路的带宽。

图4所示共模反馈电路是在图2所示共模反馈电路的基础上增加两个晶体管M2a和M2b得到。下面从分析图2所示共模反馈电路入手，来阐明图4所示共模反馈电路的工作原理。

在图2中，晶体管M1a满足如下关系式

S_in-M1a＝4kTr·gm1a+V_nflick-M1a·gm1a² (1)

在图2中，晶体管M1b满足如下关系式

S_in-M1b＝4kTr·gm1b+V_nflick-M1b·gm1b² (2)

式中，k为玻尔兹曼常数，T为绝对温度，r为一常数；V_nflick-M1a和V_nflick-M1b分别表示晶体管M1a、晶体管M1b的闪烁噪声电压；S_in-M1a和S_in-M1b分别表示晶体管M1a、晶体管M1b产生的噪声电流的功率谱密度；gm1a和gm1b分别表示晶体管M1a、晶体管M1b的跨导，理论上要求gm1a＝gm1b＝gm1。

分别用C1和C2表示第一输出端vo1、第二输出端vo2对地的寄生电容，理论上要求C1＝C2＝C(寄生电容是指相应节点处表现出来的电容特性，而并非人为安装在此节点处的电容器，图4为图2的等效电路)。用wp2表示图2所示共模反馈电路的次极点频率，则wp2理论上满足如下关系式

wp2＝gm1/C (3)

由式(1)和式(3)可知，对于晶体管M1a来说，共模反馈电路的次极点频率wp2越大，要求的晶体管M1a的跨导gm1a越大，导致晶体管M1a产生的噪声电流的功率谱密度S_in-M1a越大。

由式(2)和式(3)可知，对于晶体管M1b来说，共模反馈电路的次极点频率wp2越大，要求的晶体管M1b的跨导gm1b越大，导致晶体管M1b产生的噪声电流的功率谱密度S_in-M1b越大。

由此可见，通过减小次极点频率wp2，即可选用更小的gm1a和gm1b，进而减小S_in-M1a和S_in-M1b。

共模反馈电路在v1、v2处引入的差模噪声电流就是第一输出端vo1输出的噪声电流与第二输出端vo2输出的噪声电流之差。在图2中，第一输出端vo1输出的噪声电流就是晶体管M1b产生的噪声电流IM1a，第二输出端vo2输出的噪声电流就是晶体管IM1b产生的噪声电流IM1b(正向噪声电流流向参见图5中示出的有向虚线)，所以共模反馈电路在v1、v2处引入的差模噪声电流等于IM1a-IM1b，可见v1、v2处的差模噪声电流实质是由晶体管M1a、M1b引入的，所以减小S_in-M1a和S_in-M1b能够减小晶体管M1a、M1b在v1、v2处引入的差模噪声电流。再结合前文描述可知，减小次极点频率wp2，即可减小共模反馈电路在v1、v2处引入的差模噪声。

但是，为了达到共模反馈环路稳定性要求，次极点频率wp2必须要大于共模反馈环路的带宽。所以对于图2所示共模反馈电路来说，wp2的取值必须要在高环路带宽和低差模噪声之间进行折中选择，无法同时满足很高的环路带宽和很低的差模噪声。

对此，本发明实施例直接在图2所示共模反馈电路的基础上增加了两个晶体管M2a和M2b，得到了如图3所示共模反馈电路。

两晶体管M2a和M2b在图3所示共模反馈电路工作时保持开通状态。图3所示共模反馈电路的工作原理是：将差分放大器U1的两个输入端v1、v2的共模电压与基准共模电压vcm进行比较，差值信号经放大后输出到两晶体管M1a和M1b的栅极，实现对两晶体管M1a和M1b的漏极信号的调节，进而实现对两个晶体管M2a和M2b的漏极信号的调节，从而使v1、v2的共模电压达到稳定。

分别用gm2a和gm2b表示晶体管M2a、晶体管M2b的跨导，理论上要求gm2a＝gm2b＝gm2；分别用S_in-M2a和S_in-M1b表示晶体管M2a、晶体管M2b产生的噪声电流的功率谱密度；分别用V_nflick-M2a和V_nflick-M2b表示晶体管M2a、晶体管M2b的闪烁噪声电压。则在图3中，晶体管M2a满足如下关系式

S_in-M2a＝4kTr·gm2a+V_nflick-M1a·gm2a² (4)

晶体管M2b满足如下关系式

S_in-M2b＝4kTr·gm2b+V_nflick-M2b·gm2b² (5)

式(1)和式(2)在图3中同样满足。

共模反馈电路在v1、v2处引入的差模噪声电流就是第一输出端vo1输出的噪声电流与第二输出端vo2输出的噪声电流之差。在图3中，晶体管M1a、M1b、M2a、M2b上均会产生噪声，晶体管M1a上产生的噪声电流IM1a与M1b上产生的噪声电流IM1b汇合于P点，P点噪声电流分为两路输出，一路分配到晶体管M2a上与晶体管M2a产生的噪声电流IM2a叠加后得到第一输出端vo1输出的噪声电流I1，另一路分配到晶体管M2b上与晶体管M2b产生的噪声电流IM2b叠加后得到第二输出端vo2输出的噪声电流I2(正向噪声电流流向参见图7中示出的有向虚线)。又由于gm2a＝gm2b，所以P点噪声电流会均匀分配到晶体管M2a和晶体管M2b上，即噪声电流I1＝IM2a+(IM1a+IM1b)/2，噪声电流I2＝IM2b+(IM1a+IM1b)/2。而差分放大器U1两个输入端v1、v2处的差模噪声电流为：

I1-I2＝IM2a+(IM1a+IM1b)/2-(IM2b+(IM1a+IM1b)/2)＝IM2a-IM2b (6)

由式(6)可知，改进后的共模反馈电路将晶体管M1a、M1b产生的噪声变成了单纯的共模噪声，v1、v2处的差模噪声电流实质是由晶体管M2a和晶体管M2b引入的，所以减小晶体管M2a、M2b的噪声电流的功率谱密度S_in-M2a和S_in-M1b能够减小晶体管M2a、M2b在v1、v2处引入的差模噪声电流，而由式(4)和式(5)可知选用更小的gm2即可减小S_in-M2a和S_in-M1b。

用C3和C4表示第一输出端vo1、第二输出端vo2对地的寄生电容，理论上要求C3＝C4＝C′，图6为图3的等效电路图。由于电路中增加了两个晶体管M2a和M2b，所以寄生电容容值C′的大小相比图2中的寄生电容容值C可能会有所改变。仍用wp2表示图3所示共模反馈电路的次极点频率，共模反馈电路的工作原理决定了，次极点频率wp2的大小永远是由接在误差放大器U2输出的两晶体管的跨导决定，则wp2理论上满足如下关系式

wp2＝gm1/C′ (7)

由式(7)和式(6)可知，在图3中，次极点频率wp2的大小是由晶体管M1a、M1b的跨导gm1决定，而v1、v2处的差模噪声电流大小却是由晶体管M2a、M2b的跨导gm2决定，由于gm1和gm2是互相独立的，所以次极点频率wp2的大小和v1、v2处的差模噪声电流大小也是互相独立的。所以，针对图3所示共模反馈电路，允许设置次极点频率wp2大于环路的带宽，同时将gm2设置得很小来减小差模噪声电流，从而同时满足很高的环路带宽和很低的差模噪声。

由以上描述可知，本发明实施例通过在图2所示共模反馈电路的基础上新增两个晶体管，使得原来两个晶体管产生的噪声变成了单纯的共模噪声，v1、v2处的差模噪声仅由新增的两个晶体管的跨导决定，所以本发明实施例通过减小新增的两个晶体管的跨导来减小该差模噪声。另外，共模反馈环路稳定性由原来两个晶体管的跨导决定，所以本发明实施例通过增大原来两个晶体管的跨导来提高共模反馈环路稳定性。

需要说明的是，受器件生产工艺或其他因素影响，gm1a与gm1b之间、gm2a和gm2b之间、C3与C4之间可能大小略有差别，这在实际工程应用中是允许的、其偏差可忽略不计，也即是说实际工程应用中允许gm1a与gm1b相等或近似相等(即实际工程应用中限定gm1a与gm1b之间的差值不超过第一预设值)以及允许gm2a与gm2b相等或近似相等(即实际工程应用中限定gm2a与gm2b之间的差值不超过第二预设值)以及允许C3与C4相等或近似相等(即实际工程应用中限定C3与C4之间的差值不超过第三预设值)。

另外还需要说明的是，本发明实施例中的晶体管优选MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)。作为替代方案，晶体管也可以是IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)或三极管等，并不局限。当晶体管为IGBT时，晶体管的漏极对应替换为IGBT的集电极，晶体管的源极对应替换为IGBT的发射极。当晶体管为三极管时，晶体管的漏极对应替换为三极管的集电极，晶体管的源极对应替换为三极管的发射极，晶体管的栅极对应替换为三极管的基极。

此外，本发明实施例还公开了一种带上述公开的任一种共模反馈电路的差分放大器。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。

在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、商品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、商品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个”限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、商品或者设备中还存在另外的相同要素。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明实施例的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明实施例将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。