阅读说明：本技术 电动机控制装置以及电动机系统 (Motor control device and motor system ) 是由 岛田一宪 内田智裕 竹本佳朗 于 2018-06-07 设计创作，主要内容包括：电动机控制装置的控制对象是两相电动机(M),上述两相电动机(M)能将结构上具有相位差地进行组合的A相电动机部(MA)和B相电动机部(MB)的合成转矩作为输出转矩。电动机控制装置分别设定向上述A相电动机部和B相电动机部供给的A相驱动电流(Ia)和B相驱动电流(Ib),进行上述两相电动机的控制。电动机控制装置包括：基波设定部(31a),上述基波设定部设定上述A相驱动电流和B相驱动电流的正弦波状的基波电流；以及叠加波设定部(31b),上述叠加波设定部设定叠加在上述基波电流上的高次谐波电流。上述叠加波设定部设定4n+1次及4n-1次的至少一方的上述高次谐波电流,以实现对上述合成转矩的转矩脉动的4n阶分量的抑制。n是自然数。(The motor control device controls a two-phase motor (M) which can use the combined torque of an A-phase motor unit (MA) and a B-phase motor unit (MB) which are structurally combined with a phase difference as an output torque. The motor control device sets an a-phase drive current (Ia) and a B-phase drive current (Ib) supplied to the a-phase motor unit and the B-phase motor unit, respectively, and controls the two-phase motor. The motor control device includes: a fundamental wave setting unit (31a) that sets a sinusoidal fundamental wave current of the A-phase drive current and the B-phase drive current; and a superimposed wave setting unit (31b) that sets a harmonic current superimposed on the fundamental wave current. The superposition wave setting unit sets the harmonic current of at least one of the 4n +1 th order and the 4n-1 th order to suppress the 4 n-th order component of the torque ripple of the composite torque. n is a natural number.)

电动机控制装置以及电动机系统

相关申请的援引

本申请基于2017年6月21日申请的日本申请2017-121402号，在此援引其记载内容。

技术领域

本发明涉及一种电动机控制装置以及电动机系统，上述电动机控制装置以及电动机系统进行谐波电流的叠加控制。

背景技术

以往，为了实现对电动机的转矩脉动的抑制，已知有进行在驱动电流上叠加谐波电流的控制的电动机的控制装置。例如专利文献1中公开的技术示出了发电系统，但是叠加谐波电流是为了抑制发电机的转矩脉动。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2015-70781号公报

发明内容

谐波电流的叠加尽管能够实现作为抑制对象的阶数的转矩脉动的抑制，但是单纯的谐波电流的叠加，会产生新的与抑制对象不同阶数的转矩脉动，可能会得不到充分的抑制效果。

本发明的目的在于提供一种电动机控制装置以及电动机系统，上述电动机控制装置以及电动机系统能够实现转矩脉动的有效抑制。

本发明的第一方式的电动机控制装置的控制对象是两相电动机，将结构上具有相位差地进行组合的A相电动机部和B相电动机部的组合转矩作为输出转矩。电动机控制装置分别设定向上述A相电动机部和B相电动机部供给的A相驱动电流和B相驱动电流，进行上述两相电动机的控制。电动机控制装置包括：基波设定部，上述基波设定部设定上述A相驱动电流和B相驱动电流的正弦波状的基波电流；以及叠加波设定部，上述叠加波设定部设定叠加在上述基波电流上的高次谐波电流。上述叠加波设定部设定4n+1次及4n-1次的至少一方的上述高次谐波电流，以实现对上述合成转矩的转矩脉动的4n阶分量的抑制。n是自然数。

根据上述结构，能将A相电动机部和B相电动机部的合成转矩作为输出转矩的两相电动机是控制对象，在高次谐波电流相对于A相驱动电流和B相驱动电流的基波电流的叠加中，设定4n+1次以及4n-1次的至少一方的高次谐波电流。由此，能够实现对合成转矩的转矩脉动的4n(n为自然数)阶分量的抑制。另一方面，在合成转矩的转矩脉动内，接受前面的谐波电流的叠加，在AB相的每一个中(4n±2)阶分量增加，但是，由于两相电动机的结构而成为相互抵消的对象，因此，作为合成转矩(输出转矩)，转矩脉动降低。其结果是，能够实现转矩脉动的有效抑制。

附图说明

参照附图和以下详细的记述，可以更明确本发明的上述目的、其他目的、特征和优点。

图1是作为实施方式中的电动机控制装置的控制对象的电动机的结构图。

图2是图1的电动机的分解图。

图3是图1的定子的分解图。

图4是表示电动机控制装置(电动机系统)的框图。

图5是用于说明第一方式的控制的说明图，图5的(a)是表示电流波形的图，图5的(b)是表示电流FFT的图，图5的(c)是表示转矩波形的图，图5的(d)是表示转矩FFT的图。

图6是用于说明第二方式的控制的说明图，图6的(a)是表示电流波形的图，图6的(b)是表示电流FFT的图，图6的(c)是表示转矩波形的图，图6的(d)是表示转矩FFT的图。

图7是用于说明第一比较例的控制的说明图，图7的(a)是表示电流波形的图，图7的(b)是表示电流FFT的图，图7的(c)是表示转矩波形的图，图7的(d)是表示转矩FFT的图。

图8是用于说明第二比较例的控制的说明图，图8的(a)是表示电流波形的图，图8的(b)是表示电流FFT的图，图8的(c)是表示转矩波形的图，图8的(d)是表示转矩FFT的图。

图9是表示AB相定子铁芯间的间隔和AB相间的相位差的说明图。

图10是用于说明第三方式的控制的说明图，图10的(a)是表示电流波形的图，图10的(b)是表示电流FFT的图，图10的(c)是表示转矩波形的图，图10的(d)是表示转矩FFT的图。

图11是用于说明第四方式的控制的说明图，图11的(a)是表示电流波形的图，图11的(b)是表示电流FFT的图，图11的(c)是表示转矩波形的图，图11的(d)是表示转矩FFT的图。

具体实施方式

以下，对第一实施方式进行说明。在构成电动机系统的电动机及电动机控制装置中，首先对电动机的结构进行说明。本实施方式的电动机假定为汽车的散热器用电动风扇装置、空调用送风装置、电池冷却用风扇装置等高旋转用的驱动源，但不限于此。

如图1和图2所示，本实施方式的电动机M构成为转子10以覆盖定子20的方式配置的外转子型的无刷电动机。在一例中，电动机M是两相电动机。转子10包括A相用转子部11和B相用转子部12，定子20包括A相用定子部21和B相用定子部22。即，A相用转子部11和A相用定子部21构成A相电动机部MA，B相用转子部12和B相用定子部22构成B相电动机部MB。A相电动机部MA和B相电动机部MB以相互具有电角度90度的相位差的方式在周向上错开组合。

转子10包括：A相用转子部11和B相用转子部12共用的磁性金属制的转子铁芯13；作为A相用转子部11使用的A相用第一磁体14a及第二磁体14b；以及作为B相用转子部12使用的B相用第一磁体15a及第二磁体15b。

转子铁芯13具有内周侧圆筒部13a、在同轴上比内周侧圆筒部13a更位于外周侧的外周侧圆筒部13b、以及将内周侧圆筒部13a和外周侧圆筒部13b的轴向一端彼此连接的平板圆环状的上底部13c。内周侧圆筒部13a被用作转子铁芯13(转子10)的支承部位。

在转子铁芯13的外周侧圆筒部13b的内周面上，固接有A相用第一磁体14a及第二磁体14b和B相用第一磁体15a及第二磁体15b。A相用第一磁体14a及第二磁体14b和B相用第一磁体15a及第二磁体15b分别成为相同的结构，在本实施方式中，在周向上等间隔地具有十二个磁极。各磁体14a、14b、15a、15b从转子铁芯13的开放端侧沿轴向朝向上底部13c，依照A相用第一磁体14a、A相用第二磁体14b、B相用第一磁体15a、B相用第二磁体15b的顺序配置。

A相用第一磁体14a和第二磁体14b以及B相用第一磁体15a和第二磁体15b配置构成为在A相的基准位置与B相的基准位置之间具有电角度45度的相位差。另外，在本实施方式中，为了得到偏斜效果，A相用第一磁体14a和第二磁体14b从A相的基准位置向周向两侧分别各错开22.5度而配置，B相用第一磁体15a和第二磁体15b也从B相的基准位置向周向两侧分别各错开22.5度而配置。其结果是，A相用第二磁体14b和B相用第一磁体15a的周向位置配置在相同位置。

定子20通过在轴向上并列设置分别相同结构的A相用定子部21和B相用定子部22而构成。A相用定子部21配置于轴向下侧(转子铁芯13的开放端侧)，B相用定子部22配置于轴向上侧(转子铁芯13的上底部13c侧)。即，A相用定子部21与A相用第一磁体14a以及第二磁体14b(A相用转子部11)在径向相对，B相用定子部22与B相用第一磁体15a以及第二磁体15b(B相用转子部12)在径向相对。

如图3所示，A相用定子部21和B相用定子部22分别包括相同结构的第一定子铁芯23和第二定子铁芯24、以及配置在各定子铁芯23、24之间的线圈部25。

第一定子铁芯23和第二定子铁芯24包括圆筒部26和从圆筒部26向外周侧延伸的在本实施方式中为十二个的爪状磁极27、28。另外，将形成于第一定子铁芯23的爪状磁极作为第一爪状磁极27，将形成于第二定子铁芯24的爪状磁极作为第二爪状磁极28。第一爪状磁极27及第二爪状磁极28分别在周向上等间隔地(30度间隔)设置。第一爪状磁极27及第二爪状磁极28具有从圆筒部26向径向外侧延伸的径向延伸部29a、和从径向延伸部29a的前端部朝轴向弯曲成直角地延伸的磁极部29b。然后，第一定子铁芯23和第二定子铁芯24配置成使得第一爪形磁极27和第二爪形磁极28的弯曲方向彼此相对，并且组合成使得各爪形磁极27和第二爪形磁极28的磁极部29b位于在周向上等间隔交错的位置。磁极部29b的数量为二十四个(二十四个磁极)。

在第一定子铁芯23与第二定子铁芯24的轴向之间夹装有线圈部25。线圈部25是在定子铁芯23、24的圆筒部26周围呈圆环状的绕线管上卷绕绕组而成的。即，线圈部25在轴向上位于第一爪状磁极27及第二爪状磁极28的各径向延伸部29a之间，在径向上位于第一定子铁芯23及第二定子铁芯24的各圆筒部26与第一爪状磁极27及第二爪状磁极28的各磁极部29b之间。这样的A相用定子部21以及B相用定子部22分别由所谓的伦德尔(Lundel)型结构构成。

A相用定子部21和B相用定子部22配置构成为具有电角度45度的相位差。在这种情况下，A相用定子部21和B相用定子部22的电角度错开45度的方向与A相用转子部11和B相用转子部12(A相用第一磁体14a和第二磁体14b以及B相用第一磁体15a和第二磁体15b)的电角度错开45度的方向被设定为相反方向，作为A相电动机部MA和B相电动机部MB，构成为彼此具有电角度90度的相位差的结构。A相电动机部MA和B相电动机部MB分别在A相用定子部21及B相用定子部22的各线圈部25接受对应的驱动电流的供给而进行旋转驱动。

接着，对以上述结构的电动机M为控制对象的电动机控制装置进行说明。

如图4所示，本实施方式的电动机控制装置30构成为包括控制电路31，控制电路31基于电动机M(A相电动机部MA和B相电动机部MB)的驱动指令，进行A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的生成和供给。

控制电路31在生成A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib时，分别从A相电流传感器32输入与A相驱动电流Ia对应的A相电流检测信号Sa，从B相电流传感器33输入与B相驱动电流Ib对应的B相电流检测信号Sb。另外，控制电路31从旋转位置检测传感器34输入与电动机M的转子10的旋转位置(旋转角)对应的旋转位置检测信号Sx。控制电路31根据A相电流检测信号Sa和B相电流检测信号Sb，掌握A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的振幅和相位，根据旋转位置检测信号Sx，掌握转子10的旋转位置。

控制电路31包括基波设定部31a、叠加波设定部31b和相位差设定部31c。基波设定部31a基于驱动指令、A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的振幅和相位、以及转子10的旋转位置，设定A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib中的正弦波状的基波电流。叠加波设定部31b对由基波设定部31a设定的基波电流叠加高次谐波电流，在本实施方式中叠加三次谐波电流。另外，在这种情况下，三次谐波电流的大小(振幅)设定为小于基波电流的规定比例。相位差设定部31c设定A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的相位差。在这种情况下，可以在对基波电流叠加三次谐波电流之前分别设定相位差，也可以在叠加后设定相位差。

[第一比较例]

在此，使用图7的(a)～(d)对将A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib设为正弦波状的基波电流的第一比较例进行说明。此外，由于构成控制对象的电动机M的A相电动机MA和B相电动机MB彼此具有相位差为90度电角度的结构，因此，在第一比较例中，A相驱动电流Ia与B相驱动电流Ib之间的相位差一般也设定为90度。

在图7的(a)的电流波形中，示出了A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib为正弦波状的基波电流并且彼此的相位差为90度，在图7的(b)的基于傅立叶变换的电流波形的频率解析(电流FFT)中，示出了A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib为基波电流(一次谐波)，没有叠加高次谐波电流。

基于这样的A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的供给，如图7的(c)所示，电动机M的A相电动机部MA的转矩波形和B相电动机部MB的转矩波形的波形形状的失真变大而偏离正弦波状。详细而言，A相电动机部MA的转矩波形中的上侧部分和下侧部分中的一方与B相电动机部MB的转矩波形中的上侧部分和下侧部分中的另一方成为非对称形状。另外，A相电动机部MA和B相电动机部MB的各转矩成为相互错开电角度比90度还多几度的相位差。因此，这些A相电动机部MA和B相电动机部MB的合成转矩在AB相间的抵消作用不充分，出现比较大的转矩脉动。

另外，从图7的(d)的基于傅立叶变换的转矩波形的频率解析(转矩FFT)也可以获知，在A相电动机部MA和B相电动机部MB的各转矩FFT中，除了零阶分量以外主要出现二阶分量及四阶分量，如果着眼于二阶分量，则在AB相间大小不同。尽管该二阶分量在合成时成为AB相间相互抵消的对象，但由于AB相间大小不同，因此，作为合成转矩，残留若干二阶分量。由于四阶分量在合成时在AB相间被相加，因此，作为合成转矩，四阶分量变大。

其结果是，在图7的(a)～(d)所示的第一比较例中，在A相电动机部MA和B相电动机部MB的合成转矩、即作为电动机M的输出转矩中，出现包含二阶分量和四阶分量的比较大的转矩脉动。

[本实施方式的第二方式]

对此，使用图6的(a)～(d)对在A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的基波电流上叠加了三次谐波电流的本实施方式的第二方式进行说明。另外，在该第二方式中，A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的相位差也设定为90度。

在图6的(a)的电流波形中，示出了A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib是在基波电流上叠加了三次谐波电流的电流波形，并且彼此的相位差为90度，在图6的(b)的电流波形的频率解析(电流FFT)中，示出了A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib在基波电流(一次谐波)上叠加了三次谐波电流。三次谐波电流的大小设定为基波电流的例如约1/4。

基于这样的A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的供给，如图6的(c)所示，电动机M的A相电动机部MA的转矩波形和B相电动机部MB的转矩波形的失真变小而近似为正弦波状。详细而言，A相电动机部MA的转矩波形中的上侧部分和下侧部分中的一方与B相电动机部MB的转矩波形中的上侧部分和下侧部分中的另一方除相位差以外，为对称形状。另外，A相电动机部MA和B相电动机部MB的各转矩维持相互错开电角度比90度还多几度的相位差。因此，这些A相电动机部MA和B相电动机部MB的合成转矩在AB相间的抵消作用充分，转矩脉动被抑制得较小。

另外，从图6的(d)的转矩波形的频率解析(转矩FFT)也可以获知，在A相电动机部MA和B相电动机部MB的各转矩FFT中，除了零阶分量以外主要出现二阶分量，四阶分量消失。这是因为三次谐波电流有助于转矩脉动的四阶分量的消失。另一方面，尽管与上述的第一比较例相比，该三次谐波电流增大了二阶分量，但是由于该二阶分量在合成时成为在AB相间相互抵消的对象，因此，通过充分的抵消而变得充分小。另外，作为合成转矩的转矩脉动的二阶分量，在AB相间大小不同的那部分会残留若干。

其结果是，在图6的(a)～(d)所示的本实施方式的第二方式中，A相电动机部MA和B相电动机部MB的合成转矩、即作为电动机M的输出转矩成为尽管残留稍许二阶分量，但是四阶分量大致消失的转矩脉动小的稳定的转矩变化。

[第二比较例]

接着，使用图8的(a)～(d)对将A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib设为正弦波状的基波电流(没有高次谐波电流的叠加)、将相位差设定为小于90度的82度的第二比较例进行说明。

如上所述，由于构成控制对象的电动机M的A相电动机部MA和B相电动机部MB在其结构上彼此具有电角度90度的相位差，因此，一般将A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的相位差设为90度。另外，由于在本实施方式中采用了使构成A相电动机部MA和B相电动机部MB的A相用定子部21及B相用定子部22的第二定子铁芯24彼此抵接而在轴向上小型化的结构，因此，是在AB相间容易产生磁干涉的状况，是容易产生由此引起的转矩脉动的状况。作为其应对方案，本发明人发现，如果使A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的相位差小于90度，则能够实现由AB相间的磁干涉的降低引起的转矩脉动的降低。

图9示出了针对A相用定子部21与B相用定子部22之间的间隔(间隙)，对于转矩脉动的减小最佳的AB相间的相位差(A相驱动电流Ia与B相驱动电流Ib之间的相位差)。间隔(间隙)为0mm的情况的AB相间的最佳相位差为82度，是A相用定子部21和B相用定子部22处于抵接状态(间隔为零)的本实施方式。随着间隔(间隙)进一步增加，AB相间的最佳相位差从82度逐渐接近90度。并且，如果间隔(间隙)为4mm，AB相间的最佳相位差为90度，以后即使间隔(间隙)增加，AB相间的最佳相位差也为90度，即意味着基本不产生磁干涉。另外，在该第二比较例中，A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的相位差被设定为82度。

在图8的(a)的电流波形中，示出了A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib为基波电流并且彼此的相位差为82度，在图8的(b)的电流波形的频率解析(电流FFT)中，示出了A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib为基波电流(一次谐波)，没有叠加高次谐波电流。

基于这样的A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的供给，如图8的(c)所示，电动机M的A相电动机部MA的转矩波形和B相电动机部MB的转矩波形分别由于没有高次谐波电流的叠加，因此波形形状的失真依然残留。尽管如此，相位差的电角度为90度，改善了图7的第一比较例中有可能的相位偏移。因此，这些A相电动机部MA和B相电动机部MB的合成转矩在AB相间改善了相位偏移，相应地改善了其抵消作用，在转矩脉动方面可以看到改善。

另外，从图8的(d)的转矩波形的频率解析(转矩FFT)也可以获知，在A相电动机部MA和B相电动机部MB的各转矩FFT中，除了零阶分量以外主要出现二阶分量及四阶分量，如果着眼于二阶分量，则在AB相间大小大致相同。由于在AB相间成为抵消对象的该二阶分量大致相同，因此，合成转矩的二阶分量消失。另外，合成转矩的四阶分量通过相加依然残留。

其结果是，在图8的(a)～(d)所示的第二比较例中，在A相电动机部MA和B相电动机部MB的合成转矩、即作为电动机M的输出转矩中，尽管四阶分量依然残留，但二阶分量大致消失，可预见到转矩脉动的稍许改善。

[本实施方式的第一方式]

基于上述内容，使用图5的(a)～(d)对在A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的基波电流上叠加三次谐波电流、且将相位差设定为小于90度的82度的本实施方式的第一方式进行说明。

在图5的(a)的电流波形中，示出了A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib是在基波电流上叠加了三次谐波电流的电流波形，并且彼此的相位差为82度，在图5的(b)的电流波形的频率解析(电流FFT)中，示出了A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib在基波电流(一次谐波)上叠加了三次谐波电流。

基于这样的A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的供给，如图5的(c)所示，电动机M的A相电动机部MA的转矩波形和B相电动机部MB的转矩波形各自的波形形状的失真变小而近似为正弦波状。即，A相电动机部MA的转矩波形中的上侧部分和下侧部分中的一方与B相电动机部MB的转矩波形中的上侧部分和下侧部分中的另一方成为对称形状。另外，A相电动机部MA和B相电动机部MB的各转矩的相位差的电角度为90度，相位差也得到改善。因此，这些A相电动机部MA和B相电动机部MB的合成转矩由于三次谐波电流的叠加和相位偏移的改善，在AB相间产生更适当的抵消作用，成为转矩脉动极小的更稳定的转矩变化。

另外，从图5的(d)的转矩波形的频率解析(转矩FFT)也可以获知，在A相电动机部MA和B相电动机部MB的各转矩FFT中，除了零阶分量以外主要出现二阶分量，四阶分量由于三次谐波电流的叠加而消失。另外，尽管该三次谐波电流使二阶分量增大，但是由于相位偏移的改善，该二阶分量在合成时在AB相间更适当地抵消，合成转矩的转矩脉动的二阶分量也消失。

其结果是，在图5的(a)～(d)所示的本实施方式的第一方式中，A相电动机部MA和B相电动机部MB的合成转矩、即作为电动机M的输出转矩成为二阶分量和四阶分量一起几乎消失的转矩脉动极小的更稳定的转矩变化。

因此，本实施方式的电动机控制装置30设定A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib内的正弦波状的基波电流(基波设定部31a)，在基波电流上叠加三次谐波电流(叠加波设定部31b)，在AB相间设定82度相位差(相位差设定部31c)，进行由A相电动机部和B相电动机部MA、MB构成的两相结构的电动机M的控制。通过使用该第一方式，能够更有效地抑制电动机M的转矩脉动，实现电动机M的低振动化·低噪音化。另外，在AB相间使相位差为90度、仅叠加三次谐波电流的第二方式也能够有效地抑制电动机M的转矩脉动。

另外，在上述中是叠加三次谐波电流的方式，但也可以叠加五次谐波电流(第三方式)，还可以叠加三次以及五次谐波电流(第四方式)。

[本实施方式的第三方式]

使用图10的(a)～(d)对在A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的基波电流上叠加了五次谐波电流(相位差设定为82度)的本实施方式的第三方式进行说明。

在图10的(a)的电流波形中，示出了A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib是在基波电流上叠加了五次谐波电流的电流波形，并且彼此的相位差为82度，在图10的(b)的电流波形的频率解析(电流FFT)中，示出了A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib在基波电流(一次谐波)上叠加了五次谐波电流。该五次谐波电流的大小也与上述三次谐波电流相同，设定为基波电流的例如约1/4。

基于这样的A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的供给，与图5的(c)所示的三次谐波电流叠加时相同，电动机M的A相电动机部MA的转矩波形和B相电动机部MB的转矩波形各自的AB相的转矩波形的形状失真小(省略图示)。另外，AB相的转矩波形被调节为90度的相位差。因此，如图10的(c)的合成转矩的波形所示，在AB相间产生更适当的抵消作用，成为转矩脉动极小的更稳定的转矩变化。

另外，从图10的(d)的合成转矩的波形的频率解析(转矩FFT)也可以获知，在A相电动机部MA和B相电动机部MB的各转矩FFT中，在五次谐波电流的叠加中四阶分量也能消失。另外，尽管该五次谐波电流使六阶分量增大，但是该六阶分量在合成时在AB相间会更适当地抵消，能够充分降低合成转矩的转矩脉动的六阶分量。另外，尽管合成转矩的六阶分量、八阶分量这样的阶数高的分量稍有残留，但是能够有效地抑制转矩脉动。

[本实施方式的第四方式]

使用图11的(a)～(d)对在A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的基波电流上叠加(相位差设定为82度)了三次和五次谐波电流的本实施方式的第四方式进行说明。

在图11的(a)的电流波形中，示出了A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib是在基波电流上叠加了三次和五次谐波电流的电流波形，并且彼此的相位差为82度，在图11的(b)的电流波形的频率解析(电流FFT)中，示出了A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib在基波电流(一次谐波)上叠加了三次和五次谐波电流。对于该三次和五次谐波电流的大小，分别设定为上述的三次(或五次)谐波电流的一半、即基波电流的例如约1/8，并且设定为彼此相等。

基于这样的A相驱动电流和B相驱动电流Ia、Ib的供给所产生的电动机M的A相电动机部MA和B相电动机部MB的各转矩与图5的(c)所示的三次(或图10的(c)所示的五次)谐波电流的叠加时相同，AB相各自的转矩波形的形状的失真小(省略图示)。此外，由于AB相的转矩波形被调节为90度的相位差，因此，如图11的(c)中的合成转矩的波形所示，在AB相间产生更适当的抵消作用，以极小的转矩脉动实现更稳定的转矩变化。

另外，从图11的(d)的合成转矩的波形的频率解析(转矩FFT)也可以获知，在A相电动机部MA和B相电动机部MB的各转矩FFT中，能够实现合成转矩的二阶分量、四阶分量、六阶分量、八阶分量的消失，能够更有效地抑制转矩脉动。

接着，对本实施方式的效果进行记载。

(1)能将A相电动机部MA和B相电动机部MB的合成转矩作为输出转矩的两相结构的电动机M是控制对象，在高次谐波电流对A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的基波电流的叠加中，设定三次(即4n-1次)或五次(即4n+1次)谐波电流(本实施方式的第一方式～第四方式)。由此，能够实现对合成转矩的转矩脉动的四阶(即4n阶)分量的抑制。另一方面，在合成转矩的转矩脉动内，接受前面的谐波电流的叠加，在AB相的每一个中二阶或六阶分量增加，但是，在两相型的电动机M的结构中，由于是相互抵消的对象，因此，作为合成转矩(输出转矩)，转矩脉动降低。其结果是，能够实现转矩脉动的有效抑制。

(2)在高次谐波电流的叠加中，在进行三次以及五次的任意一方的高次谐波电流的设定的本实施方式的第一方式～第三方式中，能够使叠加波设定部31b(控制电路31)以比较简单的结构来实现充分的转矩脉动的抑制。

(3)在高次谐波电流的叠加中，在进行三次以及五次两方的谐波电流的设定的本实施方式的第四方式中，能够实现高度的转矩脉动的抑制。

(4)对于在结构上具有90度电角度的相位差的A相电动机部MA和B相电动机部MB，A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的相位差设定为82度(80度以上不足90度)。本实施方式的两相型电动机M具有在AB相间使定子铁芯24彼此抵接的A相电动机部MA和B相电动机部MB。A相电动机部MA和B相电动机部MB均包括：具有多个磁极部29b的一对定子铁芯23、24；以及设置在一对定子铁芯23、24之间的线圈部25。在本实施方式的两相型的电动机M中，由于在其AB相间可能产生磁干涉，因此，在通过三次或五次谐波电流的叠加而在AB相各自的转矩脉动中增加的二阶或六阶分量的抵消中，在AB相间产生稍许相位偏移，该抵消的效果会降低。考虑到这一点，通过将A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的相位差设定为80度以上不足90度，能够实现改善。其结果是，除了高次谐波电流的叠加之外，还进行相位调节，从而能够实现转矩脉动的更有效的抑制。另外，在这种情况下，不需要进行A相电动机部MA和B相电动机部MB的结构上(相位差)的改变，能够通过控制简单地应对。

(5)将A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的相位差设定为80度以上不足90度，另一方面，作为A相电动机部MA和B相电动机部MB的结构以电角度90度的相位差构成，因此，能够将电动机M的非驱动时的齿槽转矩抑制得较小。

(6)由于电动机M被用于汽车的散热器用电动风扇装置、空调用送风装置、电池冷却用风扇装置等的高旋转用的驱动源，因此，电动机M的输出转矩的转矩脉动能够对各装置的低振动化·低噪音化作出充分的贡献。

另外，上述实施方式也可以进行如下改变。

·为了在两相(AB相)型的电动机M的转矩脉动内实现四阶分量的抑制，对A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib进行三次或五次谐波电流的叠加，伴随于此的转矩脉动的AB相各自的二阶或六阶分量的增加因电动机M的结构而抵消，但阶数不限于此。

即，为了抑制转矩脉动的4n(n为自然数)阶分量，可以进行(4n±1)次谐波电流的叠加，伴随于此的转矩脉动的(4n±2)阶分量的增加也因电动机M的结构而抵消(在上述实施方式中n＝1)。

·尽管在上述实施方式的第一方式～第三方式中，将高次谐波电流的大小设定为基波电流的大约1/4，在第四方式中，将高次谐波电流的大小设定为基波电流的大约1/8，但电流的大小并不限定于此，也可以适当改变。

·在如上述实施方式的第四方式那样叠加三次以及五次两方的谐波电流的情况下，在上述实施方式中，在三次和五次中叠加相同大小(振幅)的电流，但是也可以针对每个阶数使电流的大小不同。

·在上述实施方式的第二方式中，将A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的相位差设定为90度(无相位调节)，在上述实施方式的第一方式、第三方式、第四方式中，设定为82度，但角度不限于此，也可以适当改变。在A相电动机部MA和B相电动机部MB之间可能产生磁干涉的结构的情况下，优选设定为80度以上不足90度的有效范围。

另外，在上述实施方式的第一方式、第三方式、第四方式中，通过A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的相位差为82度的控制来应对，但是例如通过将A相驱动电流Ia和B相驱动电流Ib的相位差设为90度(无相位调节)，将A相电动机部MA和B相电动机部MB之间的相位差设为电角度98度的结构来应对，也能够获得相同的AB相间的抵消效果。在这种情况下，A相电动机部MA和B相电动机部MB之间的相位差的有效范围优选设定为大于90度且100度以下。另外，也可以同时改变AB相间的控制上的相位差和结构上的相位差。

·也可以适当改变电动机M(A相电动机部MA以及B相电动机部MB)的结构。

例如，尽管在A相用定子部21和B相用定子部22中，使AB相的定子铁芯24彼此抵接，但是也可以是分开配置的结构，还可以是在AB相的定子铁芯24之间夹设非磁性体等的结构。

例如，尽管在A相用定子部21和B相用定子部22中，设为在具有多个磁极部29b的一对定子铁芯23、24之间配置线圈部25的、所谓的伦德尔(Lundel)型结构，但是，也可以是在周向包括多个沿径向延伸的极齿的定子铁芯中在该极齿上卷绕线圈部的周知的定子。

例如在A相用转子部11及B相用转子部12中，在每个AB相中都使用在轴向上分割为两部分的磁体14a、14b、15a、15b，成为在周向上错开的偏斜结构，但是也可以在各相中使用在轴向上不分割、不采用偏斜结构的一般的磁体。另外，也可以是各相分割为三部分以上的偏斜结构。

虽然根据实施例对本发明进行了记述，但是应当理解为本发明并不限定于上述实施例、结构。本发明也包含各种各样的变形例、等同范围内的变形。除此之外，各种各样的组合、方式、进一步包含有仅一个要素、一个以上或一个以下的其它组合、方式也属于本发明的范畴、思想范围。