具体实施方式

1.实施方式1

参照附图，对实施方式1所涉及的电动机控制装置30(以下简称作控制装置30)进行说明。图1是本实施方式1所涉及的电动机1、逆变器20、以及控制装置30的简要结构图。

1－1.电动机

电动机1是永磁体同步电动机，其具有设置有U相、V相和W相这三相绕组Cu、Cv和Cw的定子、以及设置有永磁体的转子。定子设置有三相绕组Cu、Cv和Cw。三相绕组Cu、Cv和Cw设为星形接线。另外，三相绕组可以设为三角接线。

电动机1具有输出与转子的旋转角度相对应的电信号的旋转角度传感器2。旋转角度传感器2是霍尔元件、编码器、或旋转变压器等。旋转角度传感器2的输出信号被输入至控制装置30。

1－2.逆变器

逆变器20具有多个开关元件，在直流电源25与三相绕组之间进行直流交流转换。逆变器20与三相各相绕组相对地设置3组串联电路(臂)，该串联电路通过将连接至直流电源25的正极侧的正极侧开关元件23H(上臂)和连接至直流电源25的负极侧的负极侧开关元件23L(下臂)串联连接而得到。逆变器20具有3个正极侧开关元件23H和3个负极侧开关元件23L、总计6个开关元件。而且，串联连接正极侧开关元件23H和负极侧开关元件23L的连接点被连接至相对应的相的绕组。

作为开关元件，使用将二极管22反并联连接的IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)或具有反并联连接的二极管功能的MOSFET(MetalOxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应管)等。各个开关元件的栅极端子连接至控制装置30。各个开关元件由控制装置30输出的控制信号来导通或截止。

平滑电容器24连接至逆变器20的正极侧与负极侧之间。电压传感器3输出与直流电源25的直流电压相对应的电信号。电压传感器3的输出信号被输入至控制装置30。

电流传感器4输出与流过各相绕组的电流相对应的电信号。电流传感器4被设置在连接开关元件的串联电路和绕组的各相的电线上。电流传感器4的输出信号被输入至控制装置30。

作为直流电源25，使用可充放电的蓄电装置(例如、锂离子电池、镍氢电池、双电层电容器)。另外，直流电源25可以设置有DC-DC转换器，该DC-DC转换器是用于对直流电压升压或降压的直流功率转换器。

1－3.控制装置

控制装置30通过控制逆变器20来控制电动机1。如图2所示，控制装置30具有后述的电流检测部31、旋转检测部32、电压检测部33、基本电压指令计算部34、磁通推定部35、转矩推定部36、脉动提取部37、脉动控制部38、叠加部39、以及电压施加部40等。控制装置30的各功能利用控制装置30所具有的处理电路来实现。具体而言，如图3所示，控制装置30中，作为处理电路，包括CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)等运算处理装置90(计算机)、与运算处理装置90进行数据的交换的存储装置91、向运算处理装置90输入外部信号的输入电路92、以及从运算处理装置90向外部输出信号的输出电路93等。

作为运算处理装置90，也可以具备ASIC(Application Specific IntegratedCircuit：专用集成电路)、IC(Integrated Circuit：集成电路)、DSP(Digital SignalProcessor：数字信号处理器)、FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)、各种逻辑电路和各种信号处理电路等。还可以具备多个同种类或不同种类的运算处理装置90来分担地执行各处理。作为存储装置91，包括构成为能从运算处理装置90读取以及写入数据的RAM(Random Access Memory：随机存取储存器)、构成为能从运算处理装置90读取数据的ROM(Read Only Memory：只读储存器)等。输入电路92连接旋转角度传感器2、电压传感器3、电流传感器4等各种传感器、开关，并包括向运算处理装置90输入这些传感器、开关的输出信号的A/D转换器等。输出电路93连接有对开关元件进行导通截止驱动的栅极驱动电路等电负载，且具有从运算处理装置90向这些电负载输出控制信号的驱动电路等。

并且，控制装置30所具备的图2的各控制部31～40等的各功能是通过运算处理装置90执行存储于ROM等存储装置91的软件(程序)，并与存储装置91、输入电路92、以及输出电路93等控制装置30的其他硬件协作来实现的。另外，各控制部31～40等所利用的控制增益Kv、旋转阶数n、死区时间ΔTd等设定数据作为软件(程序)的一部分存储至ROM等存储装置91。下面详细说明控制装置30的各个功能。

1－3－1.各检测部

旋转检测部32检测出转子的旋转角度θ(磁极位置)。本实施方式中，旋转检测部32根据旋转角度传感器2的输出信号，检测电气角上的转子的旋转角度θ(磁极位置)。

电压检测部33检测出直流电源25的电源电压VDC。本实施方式中，电压检测部33根据电压传感器3的输出信号，检测出电源电压VDC。

电流检测部31检测出流过三相绕组的绕组电流Iu、Iv、Iw。本实施方式中，电流检测部31根据电流传感器4的输出信号，检测出从逆变器20流入各相绕组Cu、Cv、Cw的电流Iu、Iv、Iw。此处，将由U相电流检测值Iu、V相电流检测值Iv、以及W相电流检测值Iw构成地矢量设为三相电流检测值Iuvw。

电流检测部31对三相电流检测值Iuvw进行三相二相转换，计算出α轴电流检测值Iα以及β轴电流检测值Iβ。此处，将由α轴电流检测值Iα以及β轴电流检测值Iβ构成的矢量设为αβ轴电流检测值Iαβ。而且，电流检测部31根据磁极位置θ，对αβ轴电流检测值Iαβ进行旋转坐标转换，计算出d轴电流检测值Id及q轴电流检测值Iq。此处，将由d轴电流检测值Id及q轴电流检测值Iq构成的矢量设为dq轴电流检测值Idq。

α轴被设确定在U相的绕组方向上，β轴被确定在电角度比α轴前进90°(π/2)的方向上。d轴被确定在设置于转子的永磁体的N极的方向(磁极位置)上，q轴被确定在电角度比d轴前进90°(π/2)的方向上。

1－3－2.基本电压指令计算部

基本电压指令计算部34计算出电压指令的基本值。本实施方式中，基本电压指令计算部34计算出d轴电压指令基本值Vd0以及q轴电压指令基本值Vq0，来作为电压指令的基本值。此处，将由d轴电压指令基本值Vd0以及q轴电压指令基本值Vq0构成的矢量设为dq轴电压指令基本值Vdq0。

基本电压指令计算部34具有电流指令计算部34a以及电流控制部34b。电流指令计算部34a计算出d轴电流指令Id_ref以及q轴电流指令Iq_ref。此处，将由d轴电流指令Id_ref以及q轴电流指令Iq_ref构成的矢量设为dq轴电流指令Idq_ref。为了计算该dq轴电流指令Idq_ref，使用最大转矩电流控制、弱磁通控制以及Id＝0控制等公知的电流矢量控制方法。

电流控制部34b计算出dq轴电流指令Idq_ref与dq轴电流检测值Idq之间的电流偏差，基于电流偏差来进行PID控制等控制运算，计算出dq轴电压指令基本值Vdq0。

1－3－3.磁通推定部

磁通推定部35根据施加于绕组的施加电压、及电流检测值，推定与绕组交链的交链磁通。本实施方式中，磁通推定部35计算出由αβ轴坐标系表示交链磁通的αβ轴交链磁通的推定值Φαβ。

说明计算原理。由αβ轴坐标系表示的电压方程式如下式所示。此处，αβ轴施加电压Vαβ是由α轴施加电压Vα及β轴施加电压Vβ构成的矢量。αβ轴交链磁通Φαβ是由α轴交链磁通Φα及β轴交链磁通Φβ构成的矢量。R是绕组的电阻值。

[数学式1]

如数学式(1)所示，αβ轴施加电压Vαβ等于由绕组的电阻值R及αβ轴电流Iαβ的乘积所得到的电压降R·Iαβ、与由αβ轴交链磁通Φαβ的时间微分所得到的电动势的总计值。

此处，αβ轴交链磁通Φαβ如下述数学式那样，由电枢的电感L以及αβ轴电流Iαβ的乘积所得到的电感的磁通分量L·Iαβ、与转子的磁体所得到的αβ轴交链磁通即αβ轴磁体交链磁通Φαβ之和来构成。

[数学式2]

Φαβ＝L·Iαβ+Φmαβ …(2)

若将数学式(2)代入数学式(1)的交链磁通Φαβ中，则可知数学式(1)也包含电流Iαβ的微分项。另外，磁体交链磁通Φαβ的时间微分所得到的电动势就是所谓的感应电压。即，电压方程式也可以说是表示从施加电压及感应电压到流过绕组的电流为止的响应。

另一方面，对数学式(1)的两侧进行积分并整理，得到下述数学式。即，能够利用αβ轴施加电压Vαβ的积分值和αβ轴电流Iαβ的积分值来计算αβ轴交链磁通Φαβ。

[数学式3]

Φαβ＝∫(Vαβ-R·Iαβ)dt＝∫Vαβdt-R∫Iαβdt …(3)

本实施方式中，磁通推定部35根据αβ轴施加电压Vαβ的积分值及αβ轴电流检测值Iαβ的积分值，计算出αβ轴交链磁通的推定值Φαβ。具体而言，磁通推定部35使用数学式(3)来进行计算。磁通推定部35对后述的电压施加部40计算出的三相电压指令Vu、Vv、Vw进行三相二相转换，计算出α轴施加电压Vα及β轴施加电压Vβ。

1－3－4.转矩推定部

转矩推定部36根据电流检测值及交链磁通的推定值，推定电动机的输出转矩Te。

本实施方式中，转矩推定部36根据交链磁通的推定值与电流检测值的乘积值，计算输出转矩的推定值Te。如下述数学式所示，转矩推定部36利用αβ轴交链磁通的推定值Φαβ与αβ轴电流检测值Iαβ的外积(矢量积)，计算输出转矩的推定值Te。

[数学式4]

Te＝Φα·Iβ-Φβ·Iα …(4)

1－3－5.脉动提取部

脉动提取部37从输出转矩的推定值Te提取出脉动分量。脉动提取部37从输出转矩的推定值Te提取出预先设定的旋转阶数n的脉动频率分量。此处，旋转阶数n的脉动频率是电角度下转子的旋转频率的n倍的频率。

本实施方式中，脉动提取部37根据电动机的旋转角度θ，以预先设定的旋转阶数n的脉动频率对输出转矩的推定值Te进行傅里叶变换，计算余弦波及正弦波的傅里叶系数an、bn，并计算余弦波及正弦波的傅里叶系数an、bn来作为脉动分量的提取值。

此处，说明傅里叶变换。对输出转矩的推定值Te进行傅里叶级数展开后得到的数学式如下述数学式所示。

[数学式5]

若对数学式(5)乘以旋转阶数n的脉动频率的余弦波，进行在旋转阶数1的周期进行积分的公知的傅里叶变换，则能够计算出旋转阶数n的余弦波的傅里叶系数an。

[数学式6]

同样地，若对数学式(5)乘以旋转阶数n的脉动频率的正弦波，进行在旋转阶数1的周期进行积分的公知的傅里叶变换，则能够计算出旋转阶数n的正弦波的傅里叶系数bn。

[数学式7]

因而，如图4所示，脉动提取部37对输出转矩的推定值Te乘以2和旋转阶数n的余弦波，对该乘法值进行低通滤波处理(LPF)从而进行傅里叶变换，计算余弦波的傅里叶系数an。另外，脉动提取部37对输出转矩的推定值Te乘以2和旋转阶数n的正弦波，对该乘法值进行低通滤波处理(LPF)从而进行傅里叶变换，计算正弦波的傅里叶系数bn。使用低通滤波处理来代替数学式(6)及数学式(7)的旋转阶数1的周期的积分处理。因此，低通滤波处理的截止频率被设定为高于旋转阶数1的频率(转子的旋转角频率(旋转角速度)ω)的频率。低通滤波处理的截止频率也可以根据转子的旋转角速度ω而变化。或者，可以使用旋转阶数1的周期的移动平均处理，来代替低通滤波处理。

对图4的脉动提取部37进行详细说明。输出转矩的推定值Te输入至被设定为2的增益101，输出转矩的推定值Te被设为2倍。旋转角度θ输入至被设定为旋转阶数n的增益113，旋转角度θ被设定为n倍。旋转阶数n被预先设定为1以上的自然数。另外，图4中的旋转角度θ是以U相绕组为基准的角度，因此可以替换地使用将脉动分量的相位加到旋转角度θ后的旋转角度。

增益113的输出值(旋转角度的n倍值nθ)被输入至正弦函数102，计算旋转阶数n的正弦波。增益113的输出值(旋转角度的n倍值nθ)被输入至余弦函数103，计算旋转阶数n的余弦波。正弦函数102的输出值(正弦波)及增益101的输出值(输出转矩的推定值的2倍值2Te)被输入至乘法器104，进行2个输入值的乘法处理。余弦函数103的输出值(余弦波)及增益101的输出值(输出转矩的推定值的2倍值2Te)被输入至乘法器105，进行2个输入值的乘法处理。乘法器104的输出值被输入至低通滤波器(LPF)106，对输入值进行低通滤波处理，计算正弦波的傅里叶系数bn。乘法器105的输出值被输入至低通滤波器(LPF)107，对输入值进行低通滤波处理，计算余弦波的傅里叶系数an。

1－3－6.脉动控制部

脉动控制部38根据脉动分量的提取值，计算电压指令校正值。本实施方式中，如图4所示，对余弦波的傅里叶系数an乘以旋转阶数n的脉动频率的余弦波来计算余弦波乘法值Ya，对正弦波的傅里叶系数bn乘以旋转阶数n的脉动频率的正弦波来计算正弦波乘法值Yb。而且，脉动控制部38计算对余弦波乘法值Ya及正弦波乘法值Yb的总计值Yab乘以控制增益Kv后得到的值，来作为电压指令校正值Vc。

正弦波和余弦波的总计值Yab是通过仅恢复旋转阶数n的频率的脉动分量而得到的值，并且去除其它频率的噪声分量。

从检测电流和旋转角度到计算交链磁通的推定值、输出转矩的推定值、傅里叶系数及电压指令校正值并反映于施加电压，存在因计算延迟而引起的死区时间ΔTd。因而，脉动控制部38根据电动机的旋转角度θ计算因运算延迟而引起的相位延迟Δθd，计算对相位延迟Δθd进行补偿后的旋转阶数n的脉动频率的余弦波及正弦波。

控制增益Kv的大小被设定为使得通过将从线性近似后的电压指令到输出转矩的传递特性乘以控制增益Kv而得到的开环特性的增益交叉频率变为大于要减小的脉动频率的最大值。另外，脉动频率与电动机的转速成正比，所以电动机的额定转速下的脉动频率成为脉动频率的最大值。本实施方式中，实现了使得从实际的输出转矩到输出转矩的推定值的传递特性几乎没有响应延迟，因此，从电压指令到输出转矩的传递特性几乎等于从电压指令到输出转矩的推定值的传递特性。由此，获得了能够抑制转矩脉动直到脉动频率的最大值附近这样的非常显著的效果。

对图4的脉动控制部38进行详细说明。旋转角度θ被输入至微分器114，计算出旋转角速度ω。微分器114的输出值(旋转角速度ω)输入至被设定为旋转阶数n的增益116，旋转角速度ω被设定为n倍。增益116的输出值(旋转角速度的n倍值nω)输入至被设定为因运算延迟而引起的死区时间ΔTd的增益117，对旋转角速度的n倍值nω进行死区时间ΔTd的乘法处理。增益117的输出值成为ΔTd×n×ω，成为将死区时间ΔTd转换成旋转阶数n的振动频率的相位Δθd而得到的值。死区时间ΔTd例如被设定为载波周期的自然数倍。

增益113的输出值(转速的n倍值nθ)和增益117的输出值(相位延迟Δθd)被输入至加法器118，对旋转阶数n的旋转角度nθ加上相位延迟Δθd，计算相位延迟补偿后的旋转阶数n的旋转角度。通过加上该相位延迟Δθd，使相位提前了相位延迟Δθd的量，从而补偿相位延迟。

加法器118的输出值(相位延迟补偿后的旋转阶数n的旋转角度)被输入至正弦函数108，计算出相位延迟补偿后的旋转阶数n的正弦波。加法器118的输出值被输入至余弦函数109，计算出相位延迟补偿后的旋转阶数n的余弦波。将正弦函数108的输出值(正弦波)和低通滤波器106的输出值(正弦波的傅里叶系数bn)输入至乘法器110，进行2个输入值的乘法处理，计算出正弦波乘法值Yb。将余弦函数109的输出值(余弦波)和低通滤波器107的输出值(余弦波的傅里叶系数an)输入至乘法器111，进行2个输入值的乘法处理，计算出余弦波乘法值Ya。而且，将乘法器110的输出值(正弦波乘法值Yb)和乘法器111的输出值(余弦波乘法值Ya)输入至加法器112，对2个输入值进行相加，计算出正弦波及余弦波的总计值Yab。将加法器112的输出值(总计值Yab)输入至被设定为控制增益Kv的增益115，对总计值Yab乘以控制增益Kv倍，计算出电压指令校正值Vc。

1－3－7.叠加部

叠加部39对电压指令基本值叠加电压指令校正值，计算出叠加后的电压指令。本实施方式中，如图2所示，叠加部39对q轴电压指令基本值Vq0叠加电压指令校正值Vc，计算出叠加后的q轴电压指令Vq，将d轴电压指令基本值Vd0直接设定为叠加后的d轴电压指令Vd。利用减法器391从q轴电压指令基本值Vq0减去电压指令校正值Vc，计算出叠加后的q轴电压指令Vq。叠加后的dq轴电压指令Vdq是由叠加后的d轴电压指令Vd及叠加后的q轴电压指令Vq构成的矢量。

1－3－8.电压施加部

电压施加部40根据叠加后的电压指令，对绕组施加电压。本实施方式中，电压施加部40具有坐标转换部40a和PWM控制部40b。

坐标转换部40a根据磁极位置θ，对叠加后的dq轴电压指令Vdq进行固定坐标转换及二相三相转换，计算出三相电压指令Vu、Vv、Vw。

PWM控制部40b将三相电压指令Vu、Vv、Vw中的每一个与在载波频率上以0为中心且以电源电压VDC/2的振幅振动的载波(三角波)进行比较，当电压指令超过载波时，导通矩形脉冲波，当电压指令低于载波时，关断矩形脉冲波。PWM控制部40b对逆变器20输出与三相各相的矩形脉冲波相对应的控制信号，使逆变器20的各开关元件导通和截止。

1－3－9.效果

在磁通推定部35中，如数学式(3)所示，通过施加电压的积分值和电流的积分值直接推定交链磁通，并且不利用低通滤波器或观测器来限制推定的响应频率，所以能够高精度地推定到足够高的频率的交链磁通。此外，在转矩推定部36中，如数学式(4)所示，通过交链磁通和电流的乘法值直接推定输出转矩，所以能够高精度地推定输出转矩直到足够高的频率，而不会损害推定到高频率的交链磁通和包括高频分量的电流的信息。此处，足够高的频率是指高于电动机的额定转速下的交链磁通和输出转矩的脉动分量的频率。

脉动提取部37通过以预先设定的旋转阶数n的脉动频率对输出转矩的推定值进行傅里叶变换，从而计算旋转阶数n的脉动频率的傅里叶系数，脉动控制部38基于傅里叶系数恢复仅具有旋转阶数n的脉动频率的转矩脉动分量，并且放大转矩脉动分量来计算电压指令校正值Vc，因此，能够反馈充分减小了电流和电压中所包含的不必要的噪声和振动的转矩脉动分量，并且能够抑制不必要的噪声和振动的放大。

另外，由于将电压指令校正值Vc反馈至电压指令，因此，不会如反馈至电流指令的专利文献1那样受到电流反馈控制系统的响应延迟的影响，能够校正电动机的施加电压直到高频率。此外，在脉动控制部38中，通过将控制增益Kv设定为使得增益交叉频率高于额定转速下的旋转阶n的脉动频率，由此能够减小转矩脉动分量直到足够高的频率。

再者，在专利文献2那样的结构中，由于进行了对表示从电动机的感应电压到电流的响应的电压方程式进行逆运算的包含电流微分的感应电压的推定，所以高频分量叠加，使用低通滤波器或观测器降低了感应电压的高频分量。因此，存在如下问题：不能推定感应电压和输出转矩直到足够高的频率，不能减小高频率的转矩脉动分量。

<转矩脉动分量的降低效果>

使用图5来说明本实施方式所涉及的转矩脉动分量的降低效果。图5示出了在额定转速下的旋转阶数n的脉动频率为1500Hz的电动机中，随着时间的流逝而增加转速以使得旋转阶数n的脉动频率从50Hz上升到1500Hz时的转矩脉动分量的波形。图5的上方图示出了不叠加电压指令校正值Vc的比较例，下方图示出了叠加电压指令校正值Vc的本实施方式的示例。与上方的比较例相比可知：在下方的本实施方式中转矩脉动分量减小。在该示例中，由于控制增益Kv被设定为使得增益交叉频率变为1500Hz，因此，虽然转矩脉动分量的减小效果随着接近1500Hz而减小，但是可以减小转矩脉动分量直到1500Hz。

<抗噪声性能>

接着，使用图6来说明本实施方式中抑制噪声及振动的放大的效果。图6是为了容易看到噪声的影响而在不产生转矩脉动的条件下测量的q轴电流，是检测出的电流中含有随机噪声的情况。图6的上方图示出了在不降低电流中包含的噪声的情况下推定输出转矩、放大输出转矩的推定值中包含的噪声并负反馈为电压指令校正值的比较示例，在下方图示出了减小了电流中包含的噪声的影响、推定输出转矩、仅提取输出转矩的推定值中包含的脉动频率分量并计算电压指令校正值的本实施方式的示例。上方图和下方图中，纵轴的比例是相同的。在上方的比较例中，与不校正电压指令的情况相比，电流的噪声被大幅放大。由于控制增益的大小越大则电流的噪声就越被放大，因此，对减小转矩脉动分量直到足够高的频率这一点与抑制电流噪声的放大这一点进行权衡。在下方的本实施方式中，电流的噪声不被放大，并且增大控制增益Kv的大小，可以减小转矩脉动分量直到足够高的频率。

根据本实施方式，由于利用电流和电压直接推定交链磁通而不需要经由感应电压，所以可以推定交链磁通和输出转矩直到足够高的频率，由于通过提取旋转阶数n的脉动频率分量来计算用于减小旋转阶数n的转矩脉动分量的电压指令校正值并校正电压指令而不放大不必要的噪声和振动，因此，可以校正电动机的施加电压直到足够高的频率，而不受电流反馈控制系统的响应延迟的限制。因此，在不放大不必要的噪声和振动的情况下，获得了可减小转矩脉动直到足够高的频率的前所未有的显著效果。

此外，由于利用电压指令校正值Vc来校正q轴电压指令，而不校正d轴电压指令，因此，只需校正一个电压指令即可，通过简单的运算就能减小转矩脉动。

1－3－10.转用示例

上述实施方式中，磁通推定部35计算出由αβ轴坐标系表示的αβ轴交链磁通的推定值Φαβ。然而，磁通推定部35也可以计算出由dq轴坐标系表示的dq轴交链磁通的推定值Φdq。在此情况下，磁通推定部35如下述数学式所示，根据dq轴施加电压Vdq的积分值和dq轴电流检测值Idq的积分值，计算dq轴交链磁通的推定值Φdq。作为dq轴施加电压Vdq，磁通推定部35使用叠加部39计算出的叠加后的dq轴电压指令Vdq，且使用电流检测部31计算出的dq轴电流检测值Idq。dq轴交链磁通Φdq是由d轴交链磁通Φd和q轴交链磁通Φq构成的矢量。

[数学式8]

Φdq＝∫(∫dq-R·Idq)dt＝∫Vdq dt-R∫Idq dt …(8)

与此相对应地，转矩推定部36可以如下述数学式所示，利用dq轴交链磁通的推定值Φdq与dq轴电流检测值Idq的外积(矢量积)，计算输出转矩的推定值Te。

[数学式9]

Te＝Φd·Iq-Φq·Id …(9)

2.实施方式2

接着，对实施方式2所涉及的电动机控制装置30进行说明。与上述实施方式1相同的构成部分省略说明。本实施方式所涉及的控制装置30的基本结构与实施方式1相同，但转矩推定部36的结构与实施方式1不同。

本实施方式中，转矩推定部36使用能够包含比实施方式1更多的脉动分量的推定式。即，使用根据通过将磁能以旋转角度进行偏微分来求出所产生的输出转矩的原理而构筑的推定式。

因而，转矩推定部36根据电流检测值和以旋转角度对交链磁通的推定值进行微分而得到的微分值的乘法值，计算输出转矩的推定值Te。如下述数学式右边的第1项及第2项所示，转矩推定部36根据αβ轴电流检测值Iαβ和以旋转角度对αβ轴交链磁通的推定值Φαβ进行微分而得到的微分值的内积的1/2倍值来计算输出转矩的推定值Te。在下述数学式右边的第3项及第4项中，还加入了αβ轴电流检测值Iαβ和以旋转角度对αβ轴磁体交链磁通Φmα，Φmβ进行微分而得到的微分值的内积的1/2倍值。然而，当磁体交链磁通的脉动相对于总交链磁通的比例较小时，可以省略第3项和第4项。

[数学式10]

此处，关于第3项和第4项的αβ轴磁体交链磁通Φmα、Φmβ的角度微分值，转矩推定部36参照预先设定了αβ轴磁体交链磁通Φmα、Φmβ的角度微分值与旋转角度之间的关系的表格数据或正弦函数，计算与当前旋转角度相对应的αβ轴磁体交链磁通Φmα、Φmβ的角度微分值。

或者，如下述数学式右边的第1项及第2项所示，转矩推定部36可以根据αβ轴电流检测值Iαβ和以旋转角度对αβ轴交链磁通的推定值Φαβ进行微分而得到的微分值的内积来计算输出转矩的推定值Te。在下述数学式右边的第3项、第4项和第5项中，进一步减去了以旋转角度对αβ轴的电感Lα、Lβ、Lαβ进行微分而得到的微分值和αβ轴电流检测值Iαβ的二阶形式的1/2倍值。然而，当因电感而产生的磁通的脉动相对于总交链磁通的比例较小时，可以省略第3项、第4项和第5项。

[数学式11]

此处，关于第3项、第4项及第5项的αβ轴电感Lα、Lβ、Lαβ的角度微分值，转矩推定部36参照预先设定了αβ轴电感Lα、Lβ、Lαβ的角度微分值与旋转角度之间的关系的表格数据或正弦函数，计算与当前旋转角度相对应的αβ轴电感Lα、Lβ、Lαβ的角度微分值。

3.实施方式3

接着，对实施方式3所涉及的电动机控制装置30进行说明。与上述实施方式1相同的构成部分省略说明。本实施方式所涉及的控制装置30的基本结构与实施方式1相同，但是脉动提取部37及脉动控制部38的结构与实施方式1不同。

在本实施方式中，如图7所示，脉动提取部37计算对输出转矩的推定值Te执行带通滤波处理而获得的值来作为脉动分量的提取值Ter，所述带通滤波处理使预先设定的旋转阶数n的脉动频率的分量通过并使旋转阶数n的脉动频率以外的分量衰减。脉动控制部38对脉动分量的提取值Ter乘以控制增益Kv，计算出电压指令校正值Vc。

详细说明图7。旋转角度θ被输入至微分器114，计算出旋转角速度ω。微分器114的输出值(旋转角速度ω)输入至被设定为旋转阶数n的增益116，旋转角速度ω被设定为n倍。旋转角速度的n倍值nω被输入至带通滤波器(BPF)121，并且被设定为带通滤波器121的通过频率。将输出转矩的推定值Te输入至带通滤波器(BPF)121，对输出转矩的推定值Te进行带通滤波处理，并输出转矩脉动分量Ter。然后，将转矩脉动分量Ter输入至被设定为控制增益Kv的增益115，对转矩脉动分量Ter乘以控制增益Kv倍，计算出电压指令校正值Vc。

本实施方式的情况下，也与实施方式1同样地，能够可靠地提取出旋转阶数n的脉动分量，并减小噪声。能够利用带通滤波器的特性设计来调整噪声减小量。因此，能够抑制转矩脉动直到足够高的频率，而不放大不必要的噪声和振动。

4.实施方式4

接着，对实施方式4所涉及的电动机控制装置30进行说明。与上述实施方式1相同的构成部分省略说明。本实施方式所涉及的控制装置30的基本结构与实施方式1相同，但脉动控制部38的结构与实施方式1不同。

本实施方式中，脉动控制部38基于余弦波的傅里叶系数an执行控制运算以计算余弦波的控制值Ua，对余弦波的控制值Ua乘以旋转阶数n的脉动频率的余弦波以计算余弦波乘法值Ya，基于正弦波的傅里叶系数bn执行控制运算以计算正弦波的控制值Ub，对正弦波的控制值Ub乘以旋转阶数n的脉动频率的正弦波以计算正弦波乘法值Yb，并将余弦波乘法值Ya和正弦波乘法值Yb总计而得到的值计算为电压指令校正值Vc。

本实施方式也与实施方式1同样地，脉动控制部38根据电动机的旋转角度θ计算因运算延迟而引起的相位延迟Δθd，计算对相位延迟Δθd进行补偿后的旋转阶数n的脉动频率的余弦波及旋转阶数n的脉动频率的正弦波。

详细说明图8。脉动提取部37的结构与图4的实施方式1相同，因此省略说明。与实施方式1同样地，旋转角度θ被输入至微分器114，计算出旋转角速度ω。微分器114的输出值(旋转角速度ω)输入至被设定为旋转阶数n的增益116，旋转角速度ω被设定为n倍。增益116的输出值(旋转角速度的n倍值nω)输入至被设定为因运算延迟而引起的死区时间ΔTd的增益117，对旋转角速度的n倍值nω进行死区时间ΔTd的乘法处理。

增益113的输出值(转速的n倍值nθ)和增益117的输出值(相位延迟Δθd)被输入至加法器118，对旋转阶数n的旋转角度nθ加上相位延迟Δθd，计算相位延迟补偿后的旋转阶数n的旋转角度。通过加上该相位延迟Δθd，使相位提前了相位延迟Δθd的量，从而补偿相位延迟。

加法器118的输出值(相位延迟补偿后的旋转阶数n的旋转角度)被输入至正弦函数108，计算出相位延迟补偿后的旋转阶数n的正弦波。加法器118的输出值被输入至余弦函数109，计算出相位延迟补偿后的旋转阶数n的余弦波。

本实施方式中，脉动控制部38中的控制运算被设为比例运算。余弦波的傅里叶系数an输入至被设为余弦波的比例增益Ka的增益120，并且余弦波的傅里叶系数an被乘以比例增益Ka倍。正弦波的傅里叶系数bn输入至被设为正弦波的比例增益Kb的增益119，并且正弦波的傅里叶系数bn被乘以比例增益Kb倍。另外，脉动控制部38中的控制运算可以是比例运算以外的任意控制运算，例如比例积分运算，在比例积分运算的情况下，积分器分别与增益119、120并行地相加。

将正弦函数108的输出值(正弦波)和增益119的输出值输入至乘法器110，进行2个输入值的乘法处理，计算出正弦波乘法值Yb。将余弦函数109的输出值(余弦波)和增益120的输出值输入至乘法器111，进行2个输入值的乘法处理，计算出余弦波乘法值Ya。而且，将乘法器110的输出值(正弦波乘法值Yb)和乘法器111的输出值(余弦波乘法值Ya)输入至加法器112，输出2个输入值的加法值，作为电压指令校正值Vc。

如图8的示例所示，若将脉动控制部38的控制运算设为比例运算，得到与实施方式1等效的处理。若将脉动控制部38的控制运算设为比例积分运算，则由于可以提高放大率，直到通过积分运算消除转矩脉动分量为止，因此可以进一步减小稳定的转矩脉动的大小。

[其它实施方式]

在上述各实施方式中，叠加部39仅将电压指令校正值Vc叠加在q轴电压指令基本值Vq0上，但是也可以将校正值叠加在d轴电压指令基本值Vd0上通常，q轴电压指令对转矩的贡献度较高，因此只叠加在q轴电压指令上比较简单，但是对于磁阻转矩较大的电动机等而言，电压指令校正值Vc也可以按照磁阻转矩相对于总转矩的比率来分配给d轴校正值，叠加在d轴电压指令基本值Vd0上。在此情况下，也能够减小转矩脉动，得到与各个实施方式相同的效果。

另外，在上述各实施方式中，采用了在dq轴坐标系中计算电压指令的控制系统，但也可以采用例如在αβ轴坐标系或UVW相坐标系中计算电压指令的控制系统。在这种情况下，电压指令校正值被捕获为dq轴坐标系的值，并且通过坐标转换将其转换为αβ轴坐标系或UVW相坐标系的电压指令校正值，并且可以叠加在各坐标系的电压指令上。在此情况下，也能够得到与各个实施方式相同的效果。

上述各实施方式的电动机控制装置可以应用于辅助汽车转向的电动动力转向的控制装置，在此情况下，由于减小电动机的转矩脉动，并且不放大多余的噪声和振动，因此，可以减小汽车驾驶员感受到的噪声和方向盘的脉动。

本申请虽然记载了各种示例性的实施方式以及实施例，但是1个或多个实施方式所记载的各种特征、方式及功能并不仅限于适用特定的实施方式，也可以单独适用于实施方式、或者进行各种组合来适用于实施方式。因此，认为未示例的无数个变形例也包含在本申请说明书所揭示的技术范围内。例如，设为也包含对至少1个结构要素进行变形、追加或者省略的情况，以及提取至少1个结构要素、且对其它实施方式的结构要素进行组合的切口。

标号说明

20逆变器，25直流电源，30电动机的控制装置，31电流检测部、32旋转检测部，33电压检测部，34基本电压指令计算部，35磁通推定部，36转矩推定部，37脉动提取部，38脉动控制部，39叠加部，40电压施加部，Iαβαβ轴电流检测值，Idq dq轴电流检测值，Kv控制增益，Te输出转矩推定值，Vc电压指令校正值，Vdq0 dq轴电压指令基本值，Ya余弦波乘法值，Yb正弦波乘法值，Yab总计值，Ua余弦波的控制值，Ub正弦波的控制值，an余弦波的傅里叶系数，bn正弦波的傅里叶系数，n旋转阶数，Φαβαβ轴交链磁通推定值，Φdq dq轴交链磁通推定值，θ旋转角。