阅读说明：本技术 一种用于工业互联网的5g微波全等宽平行线耦合滤波器的设计方法 (Design method of 5G microwave full-equal-width parallel line coupling filter for industrial internet ) 是由 杨保华 顾卫杰 施皓 邹华杰 于 2019-11-07 设计创作，主要内容包括：本发明是一种用于工业互联网的5G微波全等宽平行线耦合滤波器的设计方法。本发明采用N个耦合线段联组成平行线耦合带通滤波器,根据所述滤波器中心工作频率及相对带宽,确定修正中心频率；根据滤波器类型和带内波纹,确定各级串联线圈的电感量和并联电容器的电容量,采用奇偶模阻抗法,确定阻抗转换器参数的值,确定所述滤波器的奇偶模阻抗；根据电路板的化学腐蚀精度,确定各级耦合线段的长度和精度,使得所有平行线长度和宽度相等；将所得到的平行线耦合带通滤波器各级长度及宽度通过ADS仿真并输出为layout版图文件,根据layout版图文件,将平行线耦合带通滤波器的开路端圆角化处理。(The invention relates to a design method of a 5G microwave full-equal-width parallel line coupling filter for industrial internet. The invention adopts N coupling line sections to form a parallel line coupling band-pass filter, and determines a correction center frequency according to the center working frequency and the relative bandwidth of the filter; determining inductance of each stage of series coils and capacitance of a parallel capacitor according to the type and in-band ripple of the filter, determining the value of an impedance converter parameter by adopting an odd-even mode impedance method, and determining odd-even mode impedance of the filter; determining the length and the precision of each stage of coupling line segment according to the chemical corrosion precision of the circuit board, so that the length and the width of all parallel lines are equal; and (3) simulating and outputting the lengths and the widths of all levels of the obtained parallel line coupling band-pass filter into a layout file through ADS, and performing round-angle processing on the open end of the parallel line coupling band-pass filter according to the layout file.)

一种用于工业互联网的5G微波全等宽平行线耦合滤波器的设 计方法

技术领域

本发明涉及全等宽平行线耦合滤波器技术领域，是一种用于工业互联网的5G微波全等宽平行线耦合滤波器的设计方法。

背景技术

在进行无线信号传输的电路设计中，为了避免谐波及镜像信号的产生，滤波器是最通常的途径之一。

滤波器作为一种广泛应用的微波器件，其在前端电路设计中占有重要的地位。随着微波电路集成化发展，微带平行线耦合滤波器以其易集成、易设计、易制造(印刷电路)、大带宽、平面结构、大长宽比及为适应接收机通道的易旋转性等等优点获得了广泛应用。

本次发明专利涉及射频/微波/毫米波技术领域/工业互联网及5G领域，是涉及一种全等宽平行线耦合滤波器，能够做到精确化设计滤波器的频率响应，提高滤波器设计的精确性和一致性，提高接无线传感电路性能的目的。

平面微带结构的滤波器是最常用的带通滤波器。在滤波器设计的过程中，除了要考虑到带宽、带外抑制及插损等要求之外，通常还要考虑到滤波器的易设计性、热可靠性及一致性等等。在腐蚀加工工艺会导致各阶平行线线宽不连续和直角出现圆角化的现象，将造成加工误差和频率偏移，可明显发现设计与加工结果的不一致，导致高频滤波器较难实现设计与检测的高度一致，导致滤波器设计难道很大和较高的研发成本。

发明内容

本发明为提高滤波器的精准性和一致性，解决各平行存在不连续的现象，本发明提供了一种用于工业互联网的5G微波全等宽平行线耦合滤波器的设计方法，本发明提供了以下技术方案：

一种用于工业互联网的5G微波全等宽平行线耦合滤波器的设计方法，包括以下步骤：

步骤1：采用N个耦合线段联组成平行线耦合带通滤波器，从左至右进行编号，根据所述滤波器的无线传输系统指标，确定所述滤波器中心工作频率及相对带宽；

步骤2：根据所述滤波器中心工作频率及相对带宽，确定修正中心频率；

步骤3：根据滤波器类型和带内波纹，确定各级串联线圈的电感量和并联电容器的电容量g₁,g₂…g_N；

步骤4：采用奇偶模阻抗法，确定阻抗转换器参数Z₀J₁,Z₀J₂…Z₀J_N的值；

步骤5：采用奇偶模阻抗法，确定所述滤波器的奇偶模阻抗Z_0e,Z_0o；

步骤6：根据电路板的化学腐蚀精度，确定各级耦合线段的长度和精度，使得所有平行线长度和宽度相等；

步骤7：将所得到的平行线耦合带通滤波器各级长度及宽度通过ADS仿真并输出为layout版图文件，根据layout版图文件，将平行线耦合带通滤波器的开路端圆角化处理。

优选地，所述步骤2具体为：

步骤2.1：根据所述滤波器中心工作频率及相对带宽，确定修正中心频率，通过下式确定修正中心频率：

其中，Δf为修正中心频率，n为阶数，n＝1,2,3…N+1，f₀为所述滤波器中心工作频率。

优选地，所述步骤4具体为

采用奇偶模阻抗法，确定阻抗转换器参数的值，通过下式确定阻抗转换器参数的值：

其中，Z₀为50欧姆阻抗，Δ是相对带宽，J为导纳倒相器常数，Z₀J₁为第一级阻抗变换器参数值，Z₀J₂为第二级阻抗变换器参数值，Z₀J_N为第N级阻抗转换器参数的值。

优选地，所述步骤5具体为：

采用奇偶模阻抗法，确定所述滤波器的奇偶模阻抗Z_0e,Z_0o，通过下式确定所述滤波器的奇偶模阻抗Z_0e,Z_0o：

Z_0e＝Z₀[1+JZ₀+(JZ₀)²]

Z_0o＝Z₀[1-JZ₀+(JZ₀)²]

其中，Z_0e和Z_0o均为所述滤波器的奇偶模阻抗。

优选地，所述步骤6具体为：

步骤6.1：根据电路板的化学腐蚀精度，确定各级耦合线段的长度、相位以及频率偏移，使得所有平行线长度和宽度相等，通过下式确定各级耦合线段的长度：

其中，L_a为各级耦合线段的长度，L为等面积圆角后微带线长度，W为微带线宽度；

步骤6.2：根据各级耦合线段的长度，确定各级耦合线段的相位，通过下式表示各级耦合线段的相位：

其中，f₀为理论计算滤波器中心工作频率，f₀′为实际腐蚀后实测滤波器中心工作频率；

步骤6.3：根据各级耦合线段的相位，确定频率偏移，通过下式表示频率偏移：

其中，Δf₀为频率偏移，λ_g为波导波长。

本发明具有以下有益效果：

本发明所设计的平行线耦合滤波器，对平行线耦合滤波器的开路端采用圆角设计方案替代传统的长度补偿方案，为了避免相邻各阶平行线宽度不一造成的不连续性，特别是细小的宽度差，需要将各阶长度和宽度非常相近的平行线设置为相同的长度和宽度。

滤波器各阶全等宽的设计解决了各阶平行线不线宽不连续造成的加工误差和频率偏移。解决了现有的平行线耦合滤波器各阶平行线均存在线宽不连续的现象，容易造成加工误差，从而导致频率偏移，造成设计与加工不一致的现象。全等宽的设计易于实现滤波器的精确化设计，是得整个设计流程变得简单流畅。圆角化的设计避免了加工腐蚀造成的频率偏移。

(1)在各阶平行线的开路端口，由于腐蚀加工工艺造成的圆角化现象会导致频率频率发生偏移，并且频率越高，线宽越窄，圆角化腐蚀现象也越严重，导致高频滤波器精确设计与加工比较困难，本发明在设计阶段就考虑到了这种情况，从而最终可以实现设计与加工吻合较好。

(2)圆角化全等宽的平行线耦合滤波器的发明为射频/微波/毫米波多通道辐射计系统提供了良好的性能保证。

(3)相关公式的推导给出了该滤波器的精确化的设计，保证了为多通道接收机辐射计系统提供了一致性性能的保证。

(4)圆角化全等宽滤波器的发明给出了一整套相关设计流程，降低了精确化高频滤波器设计的难度。

附图说明

图1是N条耦合线带通滤波器结构物；

图2是一条耦合线段的等效电路；

图3是滤波器的整体等效电路图；

图4是开路端圆角化全等宽平行线耦合滤波器设计版图；

图5是单一平行线结构图，图5-(a)为单一圆角平行线，图5-(b)为等面积直角平行线；

图6是n为4阶时不同中心频率对应圆角频移，图6-(a)为频率5GHz,图6-(b)为12GHz，图6-(c)为20.2GHz；图6-(d)为26GHz，图6-(e)为34GHz；

图7是n为5阶时不同中心频率对应圆角频移，图7-(a)为频率8GHz,图7-(b)为12GHz，图7-(c)为20GHz；图7-(d)为26GHz，图7-(e)为34GHz；

图8是n为6阶时不同中心频率对应圆角频移，图8-(a)为频率8GHz,图8-(b)为12GHz，图8-(c)为20GHz；图8-(d)为26GHz，图8-(e)为34GHz；

图9是中心频率、带宽与频移曲线图，图9-(a)为中心频率与频移曲线，图9-(b)为带宽与频移曲线；

图10是全等宽等长圆角平行线耦合滤波器样品图，图10-(a)单个样品图，图10-(b)为多个测试样品；

图11是三种不同中心频率全等宽等长滤波器样品测试图，图11-(a)为中心频率12GHz样品测试，图11-(b)为中心频率26.2GHz样品测试，图11-(c)为中心频率34GHz样品测试。

具体实施方式

以下结合具体实施例，对本发明进行了详细说明。

具体实施例一：

按照图1所示，本发明提供一种用于工业互联网的5G微波全等宽平行线耦合滤波器的设计方法，包括以下步骤：

步骤1：采用N个耦合线段联组成平行线耦合带通滤波器，从左至右进行编号，根据所述滤波器的无线传输系统指标，确定所述滤波器中心工作频率及相对带宽；

考虑N个耦合线段联组成的带通滤波器，如图1所示，线段从左到右进行1～N的编号。每条耦合线段可用图2的等效电路表示，其中J表示倒相器即倒相器常数，那么图1所表示的带通滤波器的整体等效电路图则可以表示为图3所示，滤波器的每端长度为θ的线是与Z₀匹配的，可以忽略，J₁～J_N代表各级耦合线倒相器常数。

步骤2：根据所述滤波器中心工作频率及相对带宽，确定修正中心频率；

为了验证其频率的偏移，对中心频率分别为8GHz、12GHz、20GHz、26GHz及34GHz并具有12％相对带宽的四中滤波器进行了EM仿真。考虑到加工精度，平行线耦合滤波器第一阶耦合平行线间距设为0.1mm，具体尺寸计算公式可参考相关资料和书籍，其余所有的平行微带线的宽度与长度都与第一阶保持一致，实现全等宽等长设计。分别对具有直角及圆角平行线顶端的平行线滤波器进行比较，其仿真结果如图6、7和8(a)～(e)所示。分别从n为4、5和6阶时不同中心频率对应的圆角频移。单独比较图7和图8内的(a)～(e)，可以发现随中心频率的增加圆角频移均增加。纵向比较图6、7和8，可以得到圆角频移随阶数增加减小。详细参数见表1，给出了详细比较参数。

将表1比较的参数按照不同阶数和不同中心频率作图可得图9，从图9-(a)中得出频移随中心频率的增加而增加，基本满足线性关系；频移随阶数增加而减小。从图9-(b)中得出，频移随带宽只有很小的变化，并且随阶数n的增加而减小。

表1不同阶数及中心频率的圆角频移

通过以上数据，确定修正中心频率，通过下式确定修正中心频率：

步骤3：根据滤波器类型和带内波纹，确定各级串联线圈的电感量和并联电容器的电容量g₁,g₂…g_N；

步骤4：采用奇偶模阻抗法，确定阻抗转换器参数Z₀J₁,Z₀J₂…Z₀J_N的值；

其中，Z₀为50欧姆阻抗，n＝1,2,3…N+1，n为阶数，g是截止频率ω_c＝1时的切比雪夫低通原型滤波器参数，即g_i(i＝1～n)依次为各级串联线圈的电感量和并联电容器的电容量，Z_0o,Z_0e分别为奇偶模特性阻抗，Δ是相对带宽，J为导纳倒相器常数。对于平行线耦合滤波器，由于电场能量超出了平行线开路端，从而形成了额外的电容效应。这种现象导致平行线的电尺寸比实际设计的数值大三分之一的基板厚度。为了补偿这种效应，通常采用平行线长度预短化处理的方式。Z₀J₁为第一级阻抗变换器参数值，Z₀J₂为第二级阻抗变换器参数值，Z₀J_N为第N级阻抗转换器参数的值。

步骤5：采用奇偶模阻抗法，确定所述滤波器的奇偶模阻抗Z_0e,Z_0o；

Z_0e＝Z₀[1+JZ₀+(JZ₀)²]

Z_0o＝Z₀[1-JZ₀+(JZ₀)²]

本发明所设计的平行线耦合滤波器，对平行线耦合滤波器的开路端采用圆角设计方案替代传统的长度补偿方案，为了避免相邻各阶平行线宽度不一造成的不连续性，特别是细小的宽度差，需要将各阶长度和宽度非常相近的平行线设置为相同的长度和宽度。基于这种方法我们把设计的滤波器各阶平行线的直角改为圆角使之符合蚀刻后的实际情形，如图4所示。

步骤6：根据电路板的化学腐蚀精度，确定各级耦合线段的长度和精度，使得所有平行线长度和宽度相等；

对于其单一平行线的圆角化后如图5-(a)所示，其等面积直角平行线如图5-(b)所示。微带线宽度为W，长度为La，等面积圆角后微带线长度为L，其两端直角端以W/2圆角半径圆角后如图5-(a)所示。由于图5-(b)与图5-(a)面积相等，可得式(6)可以确定其圆角后的微带线长度，由其导致的相位及频率偏移为式(7)和式(8)

其中，f₀为理论计算滤波器中心工作频率，f₀′为实际腐蚀后实测滤波器中心工作频率，λ_g为波导波长；

步骤7：将所得到的平行线耦合带通滤波器各级长度及宽度通过ADS仿真并输出为layout版图文件，根据layout版图文件，将平行线耦合带通滤波器的开路端圆角化处理。

实测结果：

根据以上步骤，设计了三种切比雪夫滤波器，中心频率分别为12GHz、26GHz及34GHz，相对带宽分别为11.8％、15.8％及12％。装配图如图10所示。平行线耦合滤波器对金属腔体宽度及高度较敏感，其高度宽度设为8mm和3.5mm，使腔体的波导截止频率小于38GHz。腔体两端使用K头连接。边缘耦合滤波器对金属腔体的两边宽度和高度都很敏感，为了确保腔体对通过测量相应K头和校准线(TRL)在该腔体中频率响应，并在最后的滤波器的频率响应中去除，得到滤波器本身的准确频率响应，此方法被称为去嵌入效应过程。图11(a)～(c)分别为上述三种滤波器样品测量曲线，其数量分别为2、3、3。从图中可以发现这三种滤波器测量结果与仿真结果吻合很好，并且同一种样品之间的一致性也很好。详细参数见表2。

表2样品测量结果

本发明提出的一个可行的圆角化设计方案。将各阶平行线设为相同的长度及宽度，通过仿真得出了各平行线开路端圆角化后频率偏移的曲线，由此得出了一个平行线耦合滤波器开路端圆角化后频率偏移的经验公式。最后测量了使用圆角化设计流程制造的多个平行线耦合滤波器的频率响应及插损等参数，仿真与测量结果吻合很好，同种滤波器之间具有很好的一致性。

以上所述仅是一种用于工业互联网的5G微波全等宽平行线耦合滤波器的设计方法的优选实施方式，一种用于工业互联网的5G微波全等宽平行线耦合滤波器的设计方法的保护范围并不仅局限于上述实施例，凡属于该思路下的技术方案均属于本发明的保护范围。应当指出，对于本领域的技术人员来说，在不脱离本发明原理前提下的若干改进和变化，这些改进和变化也应视为本发明的保护范围。