阅读说明：本技术 移动物体侦测电路及移动物体侦测方法 (Moving object detection circuit and moving object detection method ) 是由 纪翔峰 于 2019-03-07 设计创作，主要内容包括：一种移动物体侦测电路,用以侦测受测物体的移动信息,包括混合电路、模拟数字转换电路、混合单元及距离侦测单元。该混合电路将高频载波信号及第一模拟信号混频以产生第二模拟信号。该第一模拟信号是根据发射信号被该受测物体反射而产生。该模拟数字转换电路根据该第二模拟信号产生数字信号。该混合单元将第一中频参考信号与第二中频参考信号混合关于该数字信号的中间信号,以分别产生第一信号及第二信号。该距离侦测单元根据该第一信号与该第二信号产生侦测值。该侦测值是对应于该受测物体及该移动物体侦测电路之间的距离。(A moving object detection circuit is used for detecting moving information of a detected object and comprises a mixing circuit, an analog-digital conversion circuit, a mixing unit and a distance detection unit. The mixing circuit mixes the high frequency carrier signal and the first analog signal to generate a second analog signal. The first analog signal is generated according to the reflection of the emission signal by the tested object. The analog-digital conversion circuit generates a digital signal according to the second analog signal. The mixing unit mixes the first intermediate frequency reference signal and the second intermediate frequency reference signal with respect to the intermediate signal of the digital signal to generate a first signal and a second signal, respectively. The distance detection unit generates a detection value according to the first signal and the second signal. The detection value corresponds to a distance between the object to be detected and the moving object detection circuit.)

移动物体侦测电路及移动物体侦测方法

技术领域

本发明是关于一种移动物体侦测电路，尤指一种使用双边带(double-sideband)中频(Intermediate Frequency,IF)载波雷达的移动物体距离侦测电路。

背景技术

使用微波感应器发射电磁波，再根据受测物体反射的电磁波侦测受测物体，是目前可用的侦测方式。在先前的物体侦测技术中，可使用传统的I/Q信号直接转换方式，从而撷取相位信息。但在信号处理过程中，直流偏移(DC offset)、闪烁噪声(flicker noise)、发射端至接收端的旁漏(leakage)等缺失不易降低。因此之故，本领域仍待更佳的解决方案，以改善现有技术的缺点。

发明内容

实施例提供一种移动物体侦测电路，用以侦测受测物体的移动信息，该移动物体侦测电路包括第一混合电路、模拟数字转换电路、第一混合单元及距离侦测单元。该第一混合电路用以将高频载波信号及第一模拟信号混频后，产生第二模拟信号，其中该第一模拟信号是根据发射信号被该受测物体反射而产生。该模拟数字转换电路耦接于该第一混合电路，用以根据该第二模拟信号，产生至少一第一数字信号。该第一混合单元，用以混合中间信号及第一中频参考信号与第二中频参考信号，以分别产生第一信号及第二信号，其中该第一中频参考信号及该第二中频参考信号与中频频率有关，且该中间信号与该至少一第一数字信号有关。该距离侦测单元用以根据该第一信号与该第二信号，产生侦测值，其中该侦测值是对应于该受测物体及该移动物体侦测电路之间的距离。该距离侦测单元包括时域转频域分析单元及频谱峰值分析单元。该时域转频域分析单元用以根据该第一信号与该第二信号，产生至少一频域信号。该频谱峰值分析单元用以根据该至少一频域信号，进行频谱峰值选择，以产生计算值，其中该计算值与该侦测值有关。

实施例提供一种侦测受测物体的移动信息的方法，包括混合中间信号及第一中频参考信号，且混合该中间信号及第二中频参考信号，以分别产生第一信号及第二信号；根据该第一信号及该第二信号，产生至少一频域信号；根据该至少一频域信号，进行频谱峰值选择，以产生计算值；及根据该计算值求得侦测值。其中，该中间信号相关于至少一第一数字信号，该至少一第一数字信号是根据该受测物体反射的信号而产生，且该侦测值是对应于该受测物体的距离。

附图说明

图1是本发明实施例的移动物体侦测电路的示意图。

图2是本发明图1中距离侦测单元的架构示意图。

图3是本发明实施例的移动物体侦测电路的示意图。

图4是本发明第一频率频域信号及第二频率频域信号于频谱的峰值区域示意图。

图5是本发明图3的实施例中，距离侦测单元的示意图。

图6是本发明另一实施例的移动物体侦测电路的示意图。

图7是本发明正频率峰值信号及负频率峰值信号于频谱的峰值区域示意图。

图8是本发明图6的实施例中，距离侦测单元的示意图。

图9是本发明实施例中，侦测受测物体的移动信息的方法的流程图。

图10是本发明根据实施例，图9中产生频域信号及计算值的流程图。

图11是本发明根据另一实施例，图9中产生频域信号及计算值的流程图。

【附图标记说明】

100、300、600 移动物体侦测电路

obj 受测物体

A、G 混合电路

B 模拟数字转换电路

C 混合单元

DU 距离侦测单元

pc 高频载波信号

r_a(t)、Sa 模拟信号

S_rx(t) 模拟的接收信号

S_tx(t) 模拟的发射信号

p1 第一中频参考信号

p2 第二中频参考信号

p3 第三中频参考信号

f_IF 中频频率

τ 无线电往返延迟

T(t) 射频发射信号

R(t) 射频接收信号

Sd 数字信号

r(n) 中间信号

u₁(n) 第一信号

u₂(n) 第二信号

R_k 侦测值

D1 时域转频域分析单元

D2 频谱峰值分析单元

D3、D22、C61、C62、D722 乘法单元

A1、A2、A61 混合器

D4 相位撷取单元

D5 放大单元

Sf 频域信号

Vk 计算值

pa、pb 调整参数

pc’ 相位偏移信号

r_I(t) I路模拟信号

r_Q(t) Q路模拟信号

f_s 采样率

B1、B2、B61 模拟数字转换器

r_I(n) I路数字信号

r_Q(n) Q路数字信号

C1、C2 复数乘法单元

u_p(n) 正频率信号

u_n(n) 负频率信号

u_I(n) I路信号

u_Q(n) Q路信号

Re 实数单元

E 参考信号产生单元

F 数字模拟转换电路

H 相位偏移电路

I 参考信号产生电路

Ax、Ar 放大器

ANTx、ANTr 天线装置

D11、D12、D711 傅立叶变换单元

U_p(ω) 第一频率频域信号

U_n(ω) 第二频率频域信号

D23 共轭单元

D21、D721 频谱峰值选择单元

U_n*(ω) 共轭值信号

900 方法

910至925、1010至1025、1110至1120 步骤

具体实施方式

图1是本发明实施例的移动物体侦测电路100的示意图。移动物体侦测电路100可用以侦测受测物体obj的移动信息，移动物体侦测电路100可包括混合电路A、模拟数字转换电路B、混合单元C及距离侦测单元DU。混合电路A可用以将高频载波信号pc及模拟的接收信号S_rx(t)混频后，产生模拟信号r_a(t)，其中模拟的接收信号S_rx(t)可根据射频接收信号R(t)而产生，而射频接收信号R(t)是由射频发射信号T(t)被受测物体obj反射而产生。模拟数字转换电路B耦接于混合电路A，用以根据模拟信号r_a(t)产生至少一数字信号Sd。混合单元C用以混合中间信号r(n)及第一中频参考信号p1与第二中频参考信号p2，以分别产生第一信号u₁(n)及第二信号u₂(n)，其中第一中频参考信号p1及第二中频参考信号p2与中频频率f_IF有关，且中间信号r(n)与至少一数字信号Sd有关。距离侦测单元DU用以根据第一信号u₁(n)与第二信号u₂(n)，产生侦测值R_k，其中侦测值R_k是对应于受测物体obj及移动物体侦测电路100之间的距离，图1的τ可为无线电往返延迟(roundtrip delay)。第一中频参考信号p1及第二中频参考信号p2是根据中频频率f_IF而产生。受测物体obj的移动信息例如是当受测物体obj移动时，移动中的受测物体obj与移动物体侦测电路100之间的距离。在本发明的实施例中，移动物体侦测电路的数字部分，例如混合单元C及距离侦测单元DU，是以数字电路的形式实施。在另一实施例中，移动物体侦测电路的数字部分亦可为被储存在非易失存储器(non-volatile memory)(例如是韧体(firmware))中的一个或数个软件模块，以被一数字信号处理器(digital signal processor,DSP)读取并执行的形式实施。在又一实施例中，移动物体侦测电路的数字部分亦可为部分数字电路与部分由数字信号处理器执行的软件模块的形式合并实施。在另一实施例中，移动物体侦测电路100还可包括参考信号产生单元E、数字模拟转换电路F及混合电路G。参考信号产生单元E例如为数字直接频率合成器(digital Direct frequency synthesizer)，用以产生第一中频参考信号p1与第二中频参考信号p2。射频接收信号R(t)被由放大器Ar与天线装置ANTr所构成的接收电路接收后，产生模拟的接收信号S_rx(t)。模拟的发射信号S_tx(t)被由放大器Ax与天线装置ANTx所构成的发射电路发射后，产生射频发射信号T(t)。混合电路G可用以接收模拟信号Sa及高频载波信号pc，据以产生模拟的发射信号S_tx(t)。数字模拟转换电路F用以根据第一中频参考信号p1或第二中频参考信号p2，产生模拟信号Sa。

图2是本发明图1中距离侦测单元DU的架构示意图。距离侦测单元DU可包括时域转频域分析单元D1及频谱峰值(spectral peaks)分析单元D2。时域转频域分析单元D1可用以根据第一信号u₁(n)与第二信号u₂(n)，产生至少一频域信号Sf。频谱峰值分析单元D2可根据频域信号Sf，进行频谱峰值选择，以产生计算值Vk，其中计算值Vk与侦测值R_k有关。根据实施例，距离侦测单元DU还可包括乘法单元D3、相位撷取单元D4及放大单元D5。乘法单元D3可用以将计算值Vk及调整参数pa相乘以产生计算值Vk及调整参数pa之积。相位撷取单元D4可用以撷取计算值Vk及调整参数pa之积的相位值，相位值可对应于复数的辐角(argument)，可表示为或Arg()。放大单元D5可用以将相位值乘以调整参数pb以产生侦测值R_k。

图3是本发明实施例的移动物体侦测电路300的示意图。移动物体侦测电路300可为移动物体侦测电路100的实施样态之一，图3较图1包括更多细节。图3可为中频载波多普勒雷达，具有单通道模拟数字转换器及数字中频降转换器。移动物体侦测电路300可为数字双边带(double sideband)中频载波雷达，具有I路及Q路数字化(I/Q digitization)功能。由图3可见，混合电路A可包括混合器A1及混合器A2。混合器A1可用以混频高频载波信号pc及模拟的接收信号S_rx(t)以产生I路(in-phase)模拟信号r_I(t)。混合器A2可用以混频相位偏移信号pc’及模拟的接收信号S_rx(t)以产生Q路(quadrature)模拟信号r_Q(t)。其中，图1所述的模拟信号r_a(t)，于图3实施例可包括I路模拟信号r_I(t)及Q路模拟信号r_Q(t)，且相位偏移信号pc’可由高频载波信号pc偏移一相位(例如90°)而产生。根据实施例，高频载波信号pc可表示为cos(2πf_c t+θ₀)，其中f_c可为载波频率，θ₀可为相位初始量。模拟数字转换电路B可包括模拟数字转换器B1及模拟数字转换器B2。模拟数字转换器B1可用以接收I路模拟信号r_I(t)以产生I路数字信号r_I(n)，模拟数字转换器B2可用以接收Q路模拟信号r_Q(t)以产生Q路数字信号r_Q(n)，本例中，图1的数字信号Sd可包括I路数字信号r_I(n)及Q路数字信号r_Q(n)。数字模拟转换电路F可包括数字模拟转换器。图中的ADC表示模拟数字转换器，且DAC表示数字模拟转换器。根据实施例，混合器A1、A2可具有带通滤波器(band pass filter)的功能，以移除高频部分的射频映像(RF images)。

如图3，混合单元C可包括复数乘法单元C1及C2。中间信号r(n)例如为复数数字信号r(n)，包括I路数字信号r_I(n)与Q路数字信号r_Q(n)。复数乘法单元C1可用以将第一中频参考信号p1、第二中频参考信号p2与中间信号r(n)进行复数乘法运算，以产生第一信号u₁(n)。在本实施例中，第一中频参考信号p1与第二中频参考信号p2例如分别为第一中频复数弦波信号p1与第二中频复数弦波信号p2。第二中频复数弦波信号p2例如为第一中频复数弦波信号p1的共轭(conjugate)。复数乘法单元C2可用以将第一中频复数弦波信号p1、第二中频复数弦波信号p2与中间信号r(n)进行复数乘法运算，以产生第二信号u₂(n)。根据实施例，第一中频复数弦波信号p1为正频率的中频载波(carrier)，其可表示为exp(jnω_IF/f_s)，第二中频复数弦波信号p2为负频率的中频载波，其可表示为exp(-jnω_IF/f_s)，其中j是虚数单位，ω_IF是对应于频率为中频频率f_IF的中频信号的角动量(angular momentum)，f_s是装置中执行数字及模拟转换的采样率，n是数字信号的参量。于此实施例中，第一信号u₁(n)可为复数数字信号r(n)与正频率的第一中频参考信号p1混合后的正频率信号u_p(n)，第二信号u₂(n)可为复数数字信号r(n)与负频率的第二中频参考信号p2混合后的负频率信号u_n(n)。

如图3所示，移动物体侦测电路300还可包括参考信号产生单元E、数字模拟转换电路F、混合电路G、相位偏移电路H及参考信号产生电路I。参考信号产生单元E可例如为数字直接频率合成器(digital Direct frequency synthesizer)，用以产生与中频频率f_IF有关的第一中频复数弦波信号p1、第二中频复数弦波信号p2与第三中频参考信号p3。第三中频参考信号p3可对应于第一中频复数弦波信号p1或第二中频复数弦波信号p2的实数部分，例如是第三中频弦波信号p3。图3可包括实数单元Re，耦接于参考信号产生单元E，用以输出第三中频弦波信号p3。数字模拟转换电路F可用以接收第三中频弦波信号p3，及据以产生模拟信号Sa，根据实施例，模拟信号Sa可例如表示为cos(2πf_IFt)。混合电路G可用以接收模拟信号Sa及高频载波信号pc，及据以产生模拟的发射信号S_tx(t)。相位偏移电路H可用以接收高频载波信号pc及据以产生前述的相位偏移信号pc’。参考信号产生电路I则可用以产生高频载波信号pc。图3中，放大器Ax可为发射端的放大器，天线装置ANTx可为发射端的天线，放大器Ar可为接收端的放大器，天线装置ANTr可为接收端的天线。放大器Ax与天线装置ANTx可构成发射电路，放大器Ar与天线装置ANTr可构成接收电路。放大器Ax及Ar及天线装置ANTx及ANTr可依工程需求设定适宜规格。图3中，移动物体侦测电路300可被数字模拟转换电路F及模拟数字转换电路B区隔为射频/模拟部分，及数字部分。借由数字直接频率合成器产生上述与中频频率f_IF有关的第一中频复数弦波信号p1、第二中频复数弦波信号p2与第三中频弦波信号p3，以分别输入混合单元C的复数乘法单元C1、C2与混合电路G，可减少直流偏移与闪烁噪声对移动物体侦测电路300造成的负面影响。

根据图3，模拟的发射信号S_tx(t)可表示为S_tx(t)＝A₀·cos(ω_ct+θ₀)·cos(ω_IFt)

其中，ω_c＝2πf_c且ω_IF＝2πf_IF，A₀可为正比于模拟的发射信号S_tx(t)的振幅的数值。

关于一致的散布物体(uniform scatters)的接收信号，可如下述。K个分散移动的受测物体(moving scatters)的无线电往返延迟(radio roundtrip delays)可表示为 且L个分散固定的受测物体的无线电往返延迟可表示为 可为天线装置ANTx/ANTr到目标物体的距离，c可为电磁波的传输的速度。

模拟的接收信号S_rx(t)可表示为：

其中，第一项可对应于移动物体，第二项可对应于固定物体，第三项可对应于旁漏部分。可为对应于移动物体正比于雷达截面参数(radar cross section,RCS)的数值。可为对应于固定物体正比于雷达截面参数的数值。B可为对应于旁漏量的数值，大约是固定值，与天线的隔离度(isolation)有关。D_a可为累计处理延迟(aggregatedprocessing delay)，D_a可包括图3的发射端的数字部分电路中的数字直接频率合成器到天线装置ANTx的延迟，及接收端的天线装置ANTr至数字部分电路中的复数乘法单元C1、C2的延迟。由于放大器Ax的调幅(Amplitude Modulation,AM)/调相(Phase Modulation,PM)效应，D_a可相关于发射端的放大器Ax的输入功率。第三项可由射频/模拟部分的电路或天线印刷电路板上，发射端至接收端的旁漏所导致。

高频载波信号pc以及相位偏移信号pc’可合并表示为复数形式的信号exp(j(ω_ct+θ0)。借由混合电路A混合S_rx(t)及exp(jωct+θ0)且移除高频部分后，可得到以下算式

借由模拟数字转换电路B根据采样率f_s执行数字化(digitizing)r_a(t)后，可得数字化的中间信号r(n)可如下：

其中，D＝f_s·D_a。

借由复数乘法单元C1、C2将第一中频复数弦波信号p1、第二中频复数弦波信号p2与中间信号r(n)进行复数乘法运算，使正及负的中频(IF)I-Q载波(carrier)混合r(n)(此处的正交混频(quadrature mixing))是于数字域推导，于此分析中，可使用连续时间信号(continuous time signals)以达简化)，且保持基带(base band)信号，可如下列得到复数(complex number)信号。

其中，上述算式中的B可为复数(complex number)，其是由发射端/接收端(Tx/Rx)的旁漏导致。传播延迟(propagation delay)可表示为τ(n)＝2R(n)/c。

其中，u_p.DC为u_p(n)的DC项，u_n.DC为u_n(n)的DC项。

从时点n₀起始的时段中进行观测N个样本(也就是)，且可假设该时段内，移动物体的速度是常数v，第k个移动物体的可变距离可为 其中是时点n₀对应的距离。可列出，

其中，多普勒频率可表示为

可假设从受测物体反射回响的信号的振幅，于上述考量的时段内是非时变的(time-invariant)，且可列出振幅大小G_k。其正比于及雷达截面参数(Radar CrossSection，简称RCS)。

根据与上的离散时间傅立叶变换(discrete-time Fourier transforms)，可得

其中，δ为狄拉克δ函数(Dirac delta function)。离散时间傅立叶变换的具体实施方式为快速傅立叶变换(Fast Fourier transforms，简称FFT)。

图4是本发明图3的第一信号u₁(n)/正频率信号u_p(n)及第二信号u₂(n)/负频率信号u_n(n)经由时域-频域转换(例如傅立叶变换)后，所产生的第一频率频域信号U_p(ω)及第二频率频域信号U_n(ω)于频谱的峰值区域示意图，根据实施例，可根据k选择峰值区域。其中，位于纵轴部分(零频率)的区域是对应于直流(DC)部分，例如是对应为静止固定物体及旁漏部分。

图5是本发明图3的实施例中，距离侦测单元DU的示意图。如图5所示，时域转频域分析单元D1可包括傅立叶变换单元D11及D12，且频谱峰值分析单元D2可包括共轭(conjugate)单元D23，乘法单元D22及频谱峰值选择单元D21。傅立叶变换单元D11可用以将第一信号u₁(n)(本例中可为正频率信号u_p(n))进行傅立叶变换，以产生第一频率频域信号U_p(ω)。傅立叶变换单元D12可用以将第二信号u₂(n)(本例中可为负频率信号u_n(n))进行傅立叶变换，以产生第二频率频域信号U_n(ω)。图5的傅立叶变换单元D11及D12可执行短时傅立叶变换(short-time Fourier transform，STFT)。图2的频域信号Sf可包括第一频率频域信号U_p(ω)及第二频率频域信号U_n(ω)。共轭(conjugate)单元D23可用以将第一频率频域信号U_p(ω)与第二频率频域信号U_n(ω)其中之一进行共轭运算，以输出共轭值信号，于图5的示例中，共轭单元D23是将第二频率频域信号U_n(ω)进行共轭运算，以输出共轭值信号U_n*(ω)。乘法单元D22可用以将第一频率频域信号U_p(ω)与第二频率频域信号U_n(ω)中未被进行共轭运算的另一信号(例如图5的U_p(ω))，与共轭值信号相乘，以输出乘积信号，于图5的示例中，乘积信号可表示为U_p(ω)·U_n*(ω)。频谱峰值选择单元D21可用以根据乘积信号以及乘积信号强度是否达到阈值，选择对应于受测物体obj的移动信息的峰值区域，以输出计算值Vk。于图5的实施例，Vk可为多普勒效应的频谱峰值(Doppler spectral peaks)区域，其可表示为{U_p(ω_D,k)U_n*(ω_D,k)|0≤k<K-1}。于图5的实施例，输入乘法单元D3的调整参数pa可为其中D＝f_s·D_a，D_a可为累计处理延迟(aggregated processingdelay)。放大单元D5的调整参数pb可例如为c/(8πf_IF)，其中c可为电磁波的传输的速度，所得的侦测值R_k可为{R_k(n₀)|0≤k<K-1}。n₀可为观测的时段的起始点，K、k是正整数，K表示共有K个移动受测物体，k表示K个移动受测物体的第k个移动受测物体。根据实施例，图5的频谱峰值选择单元D21可设置于乘法单元D22之前，也就是说，可先执行频谱峰值选择，再执行乘法，如此会使用两个频谱峰值选择单元，此仍属实施例的范围。

从频谱上的U_p(ω)和U_n(ω)，可选择乘积信号强度达到阈值的频谱峰值(spectrapeaks)，以侦测到受测物体的移动。于U_p(ω)和U_n(ω)，移动中的受测物体导致的频谱峰值可发生于相同的多普勒频率。当频谱峰值及多普勒频率确认后，可估计天线装置ANTx/ANTr到移动中的受测物体的距离范围如下计算：

其中，

所求的距离范围的信息，可包括于相位值且

此外，最大可侦测的距离范围值R_max可被相位模糊度(phase ambiguity)所限制，如下列：

图6是本发明另一实施例的移动物体侦测电路600的示意图。移动物体侦测电路600可为移动物体侦测电路100的实施样态之一，图6较图1包括更多细节。移动物体侦测电路600可为中频载波多普勒雷达，具有信号通道模拟数字转换器及数字中频降转换器(IFDoppler radar with signal channel AD converter and digital IF down-converter)。比较图3及图6，移动物体侦测电路600中，混合电路A可包括单一个混合器A61，模拟数字转换电路B可包括单一个模拟数字转换器B61，混合单元C可包括乘法单元C61及C62。混合器A61可用以混频高频载波信号pc及模拟的接收信号S_rx(t)以产生模拟信号r_a(t)。模拟数字转换器B61可用以根据模拟信号r_a(t)，产生数字信号Sd。图6的数字信号Sd可为用以输入混合单元C的中间信号r(n)，乘法单元C61可用以将第一中频参考信号p1及中间信号r(n)相乘以产生第一信号u₁(n)，且乘法单元C62可用以将第二中频参考信号p2及中间信号r(n)相乘以产生第二信号u₂(n)。于此实施例中，第一中频参考信号p1可为第一中频弦波信号p1，第二中频参考信号p2可为第二中频弦波信号p2，第一信号u₁(n)可为I路信号u_I(n)，第二信号u₂(n)可为Q路信号u_Q(n)。根据实施例，混合器A61可具有带通滤波器(bandpass filter)的功能，以移除高频部分的射频映像(RF images)。

相似于图3，图6的移动物体侦测电路600可包括参考信号产生单元E，用以产生与中频频率f_IF有关的第一中频弦波信号p1、第二中频弦波信号p2与第三中频弦波信号p3，其中第一中频弦波信号p1为中频I载波(carrier)，其可为cos(2πnf_IF/f_s)，第二中频弦波信号p2为中频Q载波，其可为sin(2πnf_IF/f_s)，第三中频弦波信号p3可对应或等于第一中频弦波信号p1。参考信号产生单元E可为数字直接频率合成器。根据实施例，图6的移动物体侦测电路600还可包括数字模拟转换电路F、混合电路G、及参考信号产生电路I。数字模拟转换电路F可用以接收第三中频弦波信号p3，及据以产生模拟信号Sa，此处的模拟信号Sa可表示为cos(2πf_IFt)。图6的混合电路G可用以接收模拟信号Sa及高频载波信号pc，及据以产生模拟的发射信号S_tx(t)，此处的高频载波信号pc可表示为cos(2πf_ct+θ₀)。参考信号产生电路I则可用以产生高频载波信号pc。图6中，移动物体侦测电路600可被数字模拟转换电路F及模拟数字转换电路B区隔为射频/模拟部分，及数字部分。借由数字直接频率合成器产生上述与中频频率f_IF有关的第一中频弦波信号p1、第二中频弦波信号p2与第三中频弦波信号p3，以分别输入混合单元C的乘法单元C61、C62与混合电路G，可减少直流偏移与闪烁噪声对移动物体侦测电路600造成的负面影响。

如图6的实施例，模拟的发射信号S_tx(t)可表示为：

S_tx(t)＝A_rx·cos(2πf_ct+θ₀)·cos(2πf_IFt)

其中，A_tx可为对应于S_tx(t)的振幅的数值。

关于一致的散布物体的接收信号，可如下述。若K个分散移动的受测物体的无线电往返延迟(radio roundtrip delays)表示为且L个分散固定的受测物体的无线电往返延迟表示为 可为天线装置ANTx/ANTr到目标物体的距离。

模拟的接收信号S_rx(t)可表示为：

其中，D可包括图6的发射端的数字部分电路中的数字直接频率合成器到天线装置ANTx的延迟，及接收端的天线装置ANTr至数字部分电路中的乘法单元C61、C62的延迟。第三项可由射频/模拟部分的电路或天线的印刷电路板上，发射端至接收端的旁漏所导致。

借由混合电路A混合信号S_rx(t)及cos(2πf_ct+θ₀)且移除高频部分后，可得到以下算式

借由模拟数字转换电路B根据采样率f_s执行数字化(digitizing)r_a(t)后，可得数字化的中间信号如下：

其中且D＝f_s·D_a；

借由乘法单元C61、C62将第一中频弦波讯号信号p1、第二中频弦波讯号信号p2与中间信号r(n)进行乘法运算，以混合r_a(t)及中频I-Q(IF I-Q)载波且保存基带信号，可得到复数(complex number)信号：

借由在时点n₀起始的时段中进行观测N个样本(也就是)，且假设该时段内，移动物体的速度是常数v，第k个移动物体的可变距离可表示为 其中可为时点n₀对应的距离。若相位值够小且可忽略，可得：

其中，多普勒频率可表示为振幅大小G_k正比于及雷达截面参数(Radar Cross Section，简称RCS)。

根据之上的离散时间傅立叶变换(discrete-timeFourier transform)，可得

其中，

响应(response)Ψ_k(ω)可示为：

考量ω＝0，Ψ_k(ω)可为窄频及埃尔米特函数(Hermitian)，峰值(peak)可落于ω＝0，且Ψ_k(0)可为实数(real)。

如图7，频谱峰值(spectral peaks)可位于正值及负值的多普勒频率{±ω_D，k|0≤k<K上。

图7是本发明图6的第一信号u₁(n)/I路信号u_I(n)及第二信号u₂(n)/Q路信号u_Q(n)经由时域-频域转换后，所产生的正频率峰值信号U(+ω_D,k)及负频率峰值信号U(-ω_D,k)于频谱的峰值区域示意图，频谱在正负频率上具埃尔米特对称(Hermitian Symmetric)特性。根据实施例，可根据k(受测物体的序数)选择峰值区域。位于纵轴部分的区域是对应于直流(DC)部分。R_k可表示第k个弦波受测物体及移动物体侦测电路之间的距离。

图8是本发明图6的实施例中，距离侦测单元DU的示意图。如图8所示，距离侦测单元DU的时域转频域分析单元D1可包括傅立叶变换单元D711，用以将时域信号u(n)进行傅立叶变换，以产生频域信号Sf，其中时域信号u(n)可根据该第一信号u₁(n)(本例中为u_I(n))、及第二信号u₂(n)(本例中为u_Q(n))而产生，故可表示为复数表示式u(n)＝u_I(n)+j·u_Q(n)。图8的傅立叶变换单元D711可执行短时距傅立叶变换(STFT)。图8的频谱峰值分析单元D2可包括频谱峰值选择单元D721及乘法单元D722。频谱峰值选择单元D721可用以根据时域转频域分析单元D1输出的频域信号Sf以及频域信号强度是否达到阈值，选择对应于受测物体obj的峰值区域，且据以输出正频率峰值信号{U(+ω_D,k)|0≤k<K-1}及负频率峰值信号{U(-ω_D,k)|0≤k<K-1}，其中正频率峰值信号对应于正值多普勒频谱峰值(positive Dopplerspectral peaks)区域，负频率峰值信号对应于负值多普勒频谱峰值(negative Dopplerspectral peaks)区域。乘法单元D722可用以相乘正频率峰值信号U(+ω_D,k)及负频率峰值信号U(-ω_D,k)以产生计算值Vk。图8的乘法单元D3、相位撷取单元D4及放大单元D5的原理可相似于图5。根据实施例，图8的频谱峰值选择单元D721可设置于乘法单元D722之后，也就是说，先执行乘法，再执行频谱峰值选择，仍属实施例的范围。

图8中，估计移动物体的距离范围可如以下计算。从频谱的U(ω)，可选择频域强度达到阈值的频谱峰值，以侦测到受测物体的移动。由受测物体的移动所导致的频谱峰值可发生于负与正的多普勒频率上，所述的正、负多普勒频率可根据f＝0处而为对称。当确认频谱峰值与多普勒频率后，可估计天线装置ANTx/ANTr到移动中的受测物体的距离范围如下计算

其中，

关于的校准如下。

借由在被称为零距离(zero-range)的距离处放置一个巨大的散布物，u(n)的DC项可表示为

其中，G可为与巨大散布物相关的数值，可正比于雷达截面参数。

微小的距离误差R_∈可为数十厘米，故可大约等于1，

DC项可从傅立叶变换U(ω＝0)得到，

图9是本发明实施例中，侦测受测物体obj的移动信息的方法900的流程图。如图1、图2及图9所示，方法900可包括以下步骤：

步骤910：混合中间信号r(n)及第一中频参考信号p1，且混合中间信号r(n)及第二中频参考信号p2，以分别产生第一信号u₁(n)及第二信号u₂(n)；

步骤915：根据第一信号u₁(n)与第二信号u₂(n)，产生至少一频域信号Sf；

步骤920：根据频域信号Sf，进行频谱峰值选择，以产生计算值Vk；及

步骤925：根据计算值Vk求得侦测值R_k。

其中，中间信号r(n)可相关于至少一数字信号Sd，而数字信号Sd是根据受测物体obj反射的信号而产生，且侦测值R_k是对应于受测物体obj的距离。所述的第一信号u₁(n)与第二信号u₂(n)，于图3的实施例可分别为正频率信号u_p(n)及负频率信号u_n(n)，于图6的实施例可分别为I路信号u_I(n)及Q路信号u_Q(n)，其操作细节已述于上文，故不重述。

图10是本发明根据实施例，步骤915至920的流程图。举例而言，于图3及图5的实施例中，步骤915至920可包括：

步骤1010：分别将第一信号(本例中可为正频率信号u_p(n))及第二信号(本例中可为正频率信号u_n(n))进行傅立叶变换，以产生第一频率频域信号U_p(ω)及第二频率频域信号U_n(ω)；

步骤1015：将第一频率频域信号U_p(ω)及第二频率频域信号U_n(ω)其中之一进行共轭运算，以输出共轭值信号；

步骤1020：将第一频率频域信号U_p(ω)及第二频率频域信号U_n(ω)其中之另一，与该共轭值信号相乘，以输出乘积信号；及

步骤1025：根据乘积信号选择对应于受测物体obj的移动信息的峰值区域，以输出计算值Vk。

其中步骤915可包括步骤1010，步骤920可包括步骤1015至1025。以图5为例，步骤1010可执行于时域转频域分析单元D1。步骤1015可执行于共轭单元D23，且共轭值信号可为U_n*(ω)。步骤1020可执行于乘法单元D22。步骤1025可执行于频谱峰值选择单元D21。

图11是本发明根据另一实施例，步骤915至920的流程图。举例而言，于图6及图8的实施例中，步骤915至920可包括：

步骤1110：将时域信号u(n)进行傅立叶变换，以产生频域信号Sf，其中时域信号u(n)是根据第一信号u₁(n)及第二信号u₂(n)而产生；

步骤1115：根据频域信号Sf选择对应于受测物体obj的峰值区域，且据以输出正频率峰值信号U(+ω_D,k)及负频率峰值信号U(-ω_D,k)；及

步骤1120：相乘正频率峰值信号U(+ω_D,k)及负频率峰值信号U(-ω_D,k)以产生计算值Vk。

其中步骤915可包括步骤1110，步骤920可包括步骤1115至1120。以图8为例，步骤1110可执行于傅立叶变换单元D711。步骤1115可执行于频谱峰值选择单元D721。步骤1120可执行于乘法单元D722。

根据实施例，图3及图6的参考信号产生单元E可包括模拟式的振荡器(oscillator)，此情况下，可设置模拟数字转换器(ADC)于参考信号产生单元E及混合单元C之间，且图3及图6的数字模拟转换电路F可予以省略。根据实施例，所述的中频频率f_IF可为数百千赫兹(khz)至数百万赫兹(MHz)，所侦测的物体移动可为小距离移动，例如呼吸、心跳等生命迹象(vital sign)。

使用实施例提供的移动物体侦测电路及方法，可使用双边带的中频载波雷达侦测物体的移动信息，借由在频谱上选择峰值区域，可针对信号中关于物体移动的部分撷取物体的空间信息，故可降低所接收的无线射频信号中，关于物体静止的信号部分、及电路板(例如印刷电路板)的旁漏(leakage)的影响。实施例可避免传统的I/Q信号的直接转换方式，故对于避免先前技术的缺失，实施例可提供改善的解决方案。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求范围所做的等同变化与修饰，皆应属本发明的涵盖范围。