具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，以使本领域的技术人员可以更好地理解本发明并能予以实施，但所举实施例不作为对本发明的限定。

请参阅图2至图4所示，本实施例提供一种大动态范围跨阻放大器，包括前向放大器电路、前向放大器负载电阻控制电路和跨阻放大器复制电路，前向放大器负载电阻控制电路的两个输入端分别连接跨阻放大器的输出端和跨阻放大器复制电路的输出端，前向放大器负载电阻控制电路的输出端连接前向放大器电路的负载电阻控制端。

前向放大器电路包括MOS管MP、无源电阻R_L0、三极管Q0、寄生电容C_L、第一三极管Q1和第一电流源I1，MOS管MP的栅极连接前向放大器负载电阻控制电路产生的控制电压Vctrl，MOS管MP与无源电阻R_L0并联，其作为三极管Q0的集电极负载，构成共射极放大器，共射极放大器的输出端有寄生电容C_L，第一三极管Q1的基极连接MOS管MP和无源电阻R_L0构成的共射极放大器的输出端，第一三极管Q1的发射极连接第一电流源I1，其构成射极跟随器，起电压缓冲器的作用。作为优选的，三极管Q0为处于正向放大区的NPN型三极管。

前向放大器负载电阻控制电路包括第一射极跟随器、第二射极跟随器、一阶RC低通滤波器和线性放大器，第一射极跟随器和第二射极跟随器分别用于对跨阻放大器复制电路的输出电压Vout,0和跨阻放大器的输出电压Vout进行电平偏移，以产生参考电压Vref，其中跨阻放大器复制电路的输出电压Vout,0是输入电流为0时的输出电压，一阶RC低通滤波器用于对电平偏移后的跨阻放大器的输出电压Vout进行时域平均，得到时域平均输出电压Vout,avg，线性放大器用于产生控制电流Ictrl，通过控制电流Ictrl产生控制电压Vctrl。随着输入光功率的增大，跨阻放大器的输出电压Vout下降，时域平均输出电压Vout,avg随之下降，在时域平均输出电压Vout,avg下降到低于参考电压Vref时，则线性放大器输出的控制电流Ictrl增大，负载电阻控制电压Vctrl下降，等效负载电阻减小，以使跨阻放大器的反馈环路有较大的相位裕度，其中等效负载电阻为MOS管MP在线性区的有源电阻跟无源电阻R_L0并联的结果。

跨阻放大器复制电路是跨阻放大器的复制，其中的前向放大器与图3的跨阻放大器中的前向放大器具有相同的拓扑和相等或成比例的电路参数。跨阻放大器复制电路中前向放大器的MOS管MP的栅极连接到电路中的最高电位，因而MOS管MP截止，共射极放大器的集电极负载仅由无源电阻R_L0贡献。跨阻放大器复制电路的输入电流为0，其输出电压Vout,0等于跨阻放大器输入电流为0时的输出电压。

在上述前向放大器负载电阻控制电路中，第一射极跟随器包括第二三极管Q2、第一电阻R1和第二电阻R2，第二三极管Q2的基极连接跨阻放大器复制电路的输出电压Vout,0，第二三极管Q2的发射极通过第一电阻R1和第二电阻R2接地，其构成第一射极跟随器，利用第一射极跟随器对跨阻放大器复制电路的输出电压Vout,0进行电平偏移，以产生参考电压Vref，其中跨阻放大器复制电路的输出电压Vout,0是输入电流为0时的输出电压。第二射极跟随器包括第三三极管Q3、第三电阻R3和第四电阻R4，第三三极管Q3的基极连接跨阻放大器的输出电压Vout，第三三极管Q3的发射极通过第三电阻R3和第四电阻R4接地，其构成第二射极跟随器，利用第二射极跟随器对跨阻放大器的输出电压Vout进行电平偏移。一阶RC低通滤波器包括第五电阻R5和第一电容C1，第五电阻R5连接第一电容C1，一阶RC低通滤波器用于对电平偏移后的跨阻放大器的输出电压Vout进行时域平均。

其中，线性放大器包括由第一MOS管M1和第二MOS管M2构成的第一对电流镜、由第三MOS管M3和第四MOS管M4构成的第二对电流镜、由第五MOS管M5和第六MOS管M6构成的第三对电流镜，第四三极管Q4、第五三极管Q5、第六电阻R6、第七电阻R7和第二电流源I2，第四三极管Q4的基极连接一阶RC低通滤波器的输出端，第四三极管Q4的集电极连接第一对电流镜，第四三极管Q4的发射极连接第六电阻R6，第五三极管Q5的基极连接第一射极跟随器产生的参考电压Vref，第五三极管Q5的集电极连接第二对电流镜，第五三极管Q5的发射极连接第七电阻R7，第六电阻R6和第七电阻R7连接第二电流源I2，第一对电流镜和第二对电流镜均连接第三对电流镜，即Q4、Q5、M1～M6以及电阻R6、R7、电流源I2构成线性放大器，产生控制电流。

还有，前向放大器负载电阻控制电路还包括第八电阻R8、第九MOS管M9和由第七MOS管M7和第八MOS管M8构成的第四对电流镜，第九MOS管M9的源极连接第八电阻R8，第九MOS管M9的栅漏极产生控制电压Vctrl，利用第四对电流镜对线性放大器产生的控制电流Ictrl进行复制，以控制电流Ictrl过第八电阻R8和第九MOS管M9的电流，以产生控制电压Vctrl。

上述三极管Q0～Q5为NPN型三极管，上述MOS管MP、M1～M4、M9为PMOS管，上述MOS管M5～M8为NMOS管。

结合图4来说，本发明在输入光功率为0或很小时，参考电压Vref小于时域平均输出电压Vout,avg，第六MOS管M6的漏极电流Iout2大于第四MOS管M4的漏极电流Iout1，对线性放大器的输出节点放电，使控制电流Ictrl为0，控制电压Vctrl接近电源电压，前向放大器中的MOS管MP处于截止状态，共射极负载电阻R_L仅由无源电阻R_L0贡献。随着输入光功率的增大，更多的电流流过跨阻放大器的反馈电阻Rf，使跨阻放大器的输出电压Vout下降，时域平均输出电压Vout,avg随之下降，在时域平均输出电压Vout,avg下降到低于Vref时，则第四MOS管M4的漏极电流Iout1高于第六MOS管M6的漏极电流Iout2，使控制电流Ictrl增大，控制电压Vctrl下降，下降到一定程度时MP开启。大功率时MP处于线性区，相当于有源电阻，与R_L0并联使等效负载电阻降低，并且输入功率越低，控制电压Vctrl越低，等效负载电阻就越小。这里控制电压Vctrl的大小取决于控制电流Ictrl、第九MOS管M9和第八电阻R8的参数。

本发明改善反馈环路稳定性的原理在于：次主极点由前向放大器决定，为p₂＝1/(2πR_LC_L)，其中C_L为共射极放大器输出端的寄生电容；前向放大器增益为|A|＝β₀R_L/r_π，其中β₀为MOS管Q0的小信号电流增益，r_π为MOS管Q0的小信号输入电阻，因而主极点为p₁＝(1+β₀R_L/r_π)/(2πR_fC_in)。可知采用本发明的技术方案，在输入光功率增大时，由于R_L减小，一方面直接使次主极点向高频移动，另一方面主极点p₁分子项减小，减缓了主极点随R_f减小而向高频移动的趋势，两个方面均有益于使主极点和次主极点分离，保证反馈环路有足够大的相位裕度。

显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明所作的举例，并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明创造的保护范围之中。