具体实施方式

[本公开所要解决的课题]

若增大施加给参考电压的负的失调电压，则存在积分器的正相及反相的输出反转而电位差扩大的情况。在这样的情况下，存在对突发的瞬态响应延迟、光信号的正常接收失败的情况。

鉴于该课题，本公开的目的在于抑制接收突发式的光信号的光接收装置中的积分器的输出的反转。

[本公开的效果]

根据本公开，能够抑制接收突发式的光信号的光接收装置中的积分器的输出的反转。

[本公开的实施方式的说明]

本公开的实施方式中，作为其主旨，至少包括以下的内容。

(1)作为光接收装置所公开的是接收突发式的光信号的光接收装置，具备：受光元件，接收所述光信号；放大器，接收并放大基于来自所述受光元件的输入电流的电流；直流调整电路，与从所述受光元件到所述放大器的输入电路连接，去除所述输入电流中包含的失调电流；交流调整电路，与所述输入电路连接，所述输入电流的一部分流过所述交流调整电路；及控制部，基于所述放大器的输出及参考电压来控制所述直流调整电路及所述交流调整电路，所述控制部包括：积分器，对所述放大器的输出进行积分，并输出到正相及反相的两个电路；及反转抑制电路，在所述积分器的输出的反相电位高于正相电位时，以向所述正相注入电流且从所述反相抽出电流的方式进行动作。

在这样的光接收装置中，当积分器的输出反转而反相电位成为高于正相电位的状态时，反转抑制电路能够以向正相注入电流且从反相抽出电流的方式进行动作。由此，积分器的输出的反转得到抑制。因此，即使在施加了充分的负的失调电压的情况下，也能够抑制积分器的输出的电位差反转扩大。这样，能够抑制接收突发式的光信号的光接收装置中的积分器的输出的反转。

(2)在所述(1)的光接收装置中，优选所述反转抑制电路注入的电流和抽出的电流彼此等量。

在该情况下，由于注入的电流和抽出的电流彼此等量，因此积分器的输出的公共电位不变化。

(3)在所述(1)或(2)的光接收装置中，也可以是，所述反转抑制电路包括：跨导放大器，将所述积分器输出的基于所述正相和所述反相的电位差的电压转换为电流并输出；及电流镜电路，基于所述跨导放大器的输出来生成向所述正相注入的电流和从所述反相抽出的电流。

在该情况下，在与积分器的输出的反相电位相比正相电位高时，反转抑制电路既不进行电流的注入也不进行电流的抽出。在积分器的输出的反相电位高于正相电位的状态、即电位的反转开始发生时，能够通过电流镜电路立即生成抑制该情况的电流。

(4)在所述(1)至(3)中任一项的光接收装置中，例如，向所述参考电压追加负的失调电压。

在突发式的光信号中存在强弱的差，例如强度相对较弱时，假设在未向参考电压施加负的失调电压的情况下，在正的失调电压即使稍微增加的条件下，也存在因直流调整电路抽出电流而引起噪声的增加的情况。因此，降低负的失调电压不是上策，优选施加充分的负的失调电压。

(5)在所述(1)至(4)中任一项的光接收装置中，例如，在所述正相电位高于所述反相电位时，所述反转抑制电路不执行向所述正相注入电流且从所述反相抽出电流的动作。

在正相电位高于反相电位时，反转抑制电路不进行无用的动作。

(6)作为站侧装置，是经由利用光纤的光传输路径而与多个终端装置连接的站侧装置，所述站侧装置具备：受光元件，从所述终端装置接收突发式的光信号；放大器，接收并放大基于来自所述受光元件的输入电流的电流；直流调整电路，与从所述受光元件到所述放大器的输入电路连接，去除所述输入电流中包含的失调电流；交流调整电路，与所述输入电路连接，所述输入电流的一部分流过所述交流调整电路；及控制部，基于所述放大器的输出及参考电压来控制所述直流调整电路及所述交流调整电路，所述控制部包括：积分器，对所述放大器的输出进行积分，并输出到正相及反相的两个电路；及反转抑制电路，在所述积分器的输出的反相电位高于正相电位时，以向所述正相注入电流且从所述反相抽出电流的方式进行动作。

在这样的站侧装置中，当积分器的输出反转而成为反相电位高于正相电位的状态时，反转抑制电路能够以向正相注入电流且从反相抽出电流的方式进行动作。由此，积分器的输出的反转得到抑制。因此，即使在施加了充分的负的失调电压的情况下，也能够抑制积分器的输出的电位差反转扩大。这样，能够抑制接收突发式的光信号的站侧装置中的积分器的输出的反转。

(7)作为PON系统，具备：多个终端装置；利用光纤的光传输路径；及站侧装置，经由所述光传输路径而与所述多个终端装置进行通信，其中，搭载于所述终端装置及所述站侧装置中的至少所述站侧装置的光接收装置具备：受光元件，从所述终端装置接收突发式的光信号；放大器，接收并放大基于来自所述受光元件的输入电流的电流；直流调整电路，与从所述受光元件到所述放大器的输入电路连接，去除所述输入电流中包含的失调电流；交流调整电路，与所述输入电路连接，所述输入电流的一部分流过所述交流调整电路；及控制部，基于所述放大器的输出及参考电压来控制所述直流调整电路及所述交流调整电路，所述控制部包括：积分器，对所述放大器的输出进行积分，并输出到正相及反相的两个电路；及反转抑制电路，在所述积分器的输出的反相电位高于正相电位时，以向所述正相注入电流且从所述反相抽出电流的方式进行动作。

在这样的PON系统中，在站侧装置内的光接收装置中，当积分器的输出反转而成为反相电位高于正相电位的状态时，反转抑制电路能够以向正相注入电流且从反相抽出电流的方式进行动作。由此，积分器的输出的反转得到抑制。因此，即使在施加了充分的负的失调电压的情况下，也能够抑制积分器的输出的电位差反转扩大。这样，能够抑制接收突发式的光信号的光接收装置中的积分器的输出的反转。

(8)作为前置放大器，具备：放大器，接收并放大基于来自受光元件的输入电流的电流，所述受光元件接收突发式的光信号；直流调整电路，与从所述受光元件到所述放大器的输入电路连接，去除所述输入电流中包含的失调电流；交流调整电路，与所述输入电路连接，所述输入电流的一部分流过所述交流调整电路；及控制部，基于所述放大器的输出及参考电压来控制所述直流调整电路及所述交流调整电路，所述控制部包括：积分器，对所述放大器的输出进行积分，并输出到正相及反相的两个电路；及反转抑制电路，在所述积分器的输出的反相电位高于正相电位时，以向所述正相注入电流且从所述反相抽出电流的方式进行动作。

在这样的前置放大器中，当积分器的输出反转而成为反相电位高于正相电位的状态时，反转抑制电路能够以向正相注入电流且从反相抽出电流的方式进行动作。由此，积分器的输出的反转得到抑制。因此，即使在施加了充分的负的失调电压的情况下，也能够抑制积分器的输出的电位差反转扩大。这样，能够抑制接收突发式的光信号的情况下的积分器的输出的反转。

(9)作为光接收方法，是接收突发式的光信号的光接收方法，其中，在前置放大的阶段，接收基于来自受光元件的输入电流的电流并通过放大器放大，所述受光元件接收所述光信号，基于所述放大器的输出及参考电压，去除所述输入电流中包含的失调电流，并且释放所述输入电流的一部分，通过积分器对所述放大器的输出进行积分，并输出到正相及反相的两个电路，在向这两个电路输出的反相电位高于正相电位时，向所述正相注入电流并且从所述反相抽出电流。

根据这样的光接收方法，当积分器的输出反转而成为反相电位高于正相电位的状态时，能够向正相注入电流且从反相抽出电流。由此，积分器的输出的反转得到抑制。因此，即使在施加了充分的负的失调电压的情况下，也能够抑制积分器的输出的电位差反转扩大。这样，能够抑制接收突发式的光信号的情况下的积分器的输出的反转。

(10)作为积分器的输出反转抑制方法，是光接收用的前置放大器中的积分器的输出反转抑制方法，其中，接收并放大基于来自接收突发式的光信号的受光元件的输入电流的电流，基于放大得到的输出及参考电压，去除所述输入电流中包含的失调电流，并且释放所述输入电流的一部分，通过所述积分器对所述输出进行积分，并输出到正相及反相的两个电路，在向这两个电路输出的反相电位高于正相电位时，向所述正相注入电流并且从所述反相抽出电流。

根据这样的输出反转抑制方法，当积分器的输出反转而反相电位高于正相电位的状态时，能够向正相注入电流且从反相抽出电流。由此，积分器的输出的反转得到抑制。因此，即使在施加了充分的负的失调电压的情况下，也能够抑制积分器的输出的电位差反转扩大。这样，能够抑制接收突发式的光信号的情况下的积分器的输出的反转。

[本公开的实施方式的详细内容]

以下，参照附图对本公开的具体例进行说明。

《PON系统》

图1是一个实施方式涉及的PON系统100的连接图。在图中，站侧装置(OLT：OpticalLine Terminal：光线路终端)1被设置为针对以 P2MP(Point to Multipoint：点对多点)的关系连接的多个终端装置 (ONU：Opitical Network Unit：光网络单元)2、3、4的汇聚站。终端装置2、3、4分别设置于PON系统100的加入者住宅。在该系统中，构成从与站侧装置1连接的1根光纤(干线)5经由光耦合器6分支为多个光纤(支线)7、8、9的光纤网。此外，终端装置的数量只是图示方便上的一例，现实中更多。

在站侧装置1与各终端装置2、3、4之间，能够进行从终端装置 2、3、4向站侧装置1的上行通信和从站侧装置1向各终端装置2、3、 4的下行通信。从光耦合器6到各个终端装置2、3、4的距离不是均等的，有远近的差。因此，从终端装置2、3、4到达站侧装置1的光信号存在强度差。在站侧装置1搭载有包含光接收装置的线卡1a。

《光接收装置》

图2是表示光接收装置10的电路结构的一例的图，是其中的特别是以前置放大器11的部分为中心的图。光接收装置10是接收从终端装置2、3、4发送来的突发式的光信号(以下，简称为突发。)的装置，具备作为受光元件的雪崩光电二极管12、放大器13、直流调整电路14、交流调整电路15、控制部16、差动电路17、检测电路18、基准电位产生电路19。前置放大器11的输出(Vout、Voutb)经由电容器2的AC耦合而被向后级电路21发送。

向阴极施加了电压VPD的雪崩光电二极管12将光信号转换为电流。放大器13接收并放大基于来自雪崩光电二极管12的输入电流的电流，输出电压Va。与从雪崩光电二极管12到放大器13的输入电路 L连接的直流调整电路14具有MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor：金属-氧化物半导体场效应晶体管，以下，称为MOS晶体管。)M0、M1的电流镜电路。

直流调整电路14从来自雪崩光电二极管12的输入电流Iin中去除失调的电流Iaoc。同样地，与输入电路L连接的交流调整电路15具有 MOS晶体管M3。交流调整电路15具有使从雪崩光电二极管12输入的电流Iin的一部分(电流Iagc)流动(释放)而不送到放大器13的功能。这样，电流Iin分为电流Iaoc、电流Iagc及向放大器13的输入电流。

控制部16具备积分器161、反转抑制电路162、跨导放大器(以下，称为OTA(Operational Transconductance Amplifier)。)163、电流控制部164及MOS晶体管M2。从基准电位产生电路19向积分器 161、差动电路17、MOS晶体管M2、M3提供包含负的失调电压的参考电压。通过负的失调电压，能够使得对于强输入突发，交流调整电路15及直流调整电路14进行动作，但对于弱输入突发，交流调整电路15及直流调整电路14不进行动作。

积分器161对放大器13的输出进行积分，并输出到正相P及反相 N的两个电路。积分器161的输出经由OTA163提供给电流控制部164。 OTA163具有根据输入改变放大率的电路。电流控制部164进行用于进行放大度调整的输入电流范围的设定。检测电路18具有从差动电路17 检测输出并为了应对强输入突发而切换积分器161的时间常数的功能。电流控制部164控制MOS晶体管M2、M3的电流镜电路及MOS晶体管M0、M1的电流镜电路。

图3是表示图2的反转抑制电路162的内部电路的图。在图3中，反转抑制电路162具备OTA162A、构成电流镜电路162B的PNP型的 MOS晶体管M11、M12、M13、构成其他的电流镜电路162C的NPN 型的MOS晶体管M14、M15。向MOS晶体管M14、M15的源极侧供给控制电源电压Vcc。MOS晶体管M11、M12、M13的源极侧与GND 相连。

OTA162A根据从积分器161输入的正相电位Vp及反相电位Vn 进行动作。具体而言，Vp≥Vn时，OTA162A不进行动作。在成为反相电位Vn高于正相电位Vp的反转状态且反转电位差超过预定的基准值时，OTA162A进行动作。该动作是指产生与从反转电位差减去基准值后的电位差成比例的正的输出电流。根据产生的电流，通过基于MOS 晶体管M11、M12、M13的电流镜电路162B及基于MOS晶体管M14、 M15的电流镜电路162C，向正相P注入电流Ip且从反相N抽出电流 In。

对具有这样的反转抑制电路162的光接收装置10而言，当积分器 161的输出反转而成为反相电位Vn高于正相电位Vp的状态(严格地说是超过基准值而高的状态)时，以反转抑制电路162向正相P注入电流且从反相N抽出电流的方式进行动作。由此，积分器161的输出的反转得到抑制。因此，即使在对基准电位产生电路19产生的参考电压施加了充分的负的失调电压的情况下，也能够抑制积分器161的输出的电位差反转扩大。

另外，通过基于MOS晶体管M11、M12、M13的电流镜电路162B 的动作，在MOS晶体管M11、M12、M13也流过相同的电流In。其结果是，在MOS晶体管M14也流过与电流In等量的电流Ip，通过基于 MOS晶体管M14、M15的电流镜电路162C的动作，在MOS晶体管 M15流过电流Ip。即，反转抑制电路162向正相P注入的电流Ip和从反相N抽出的电流In彼此等量。这样，由于注入的电流和抽出的电流彼此等量，因此积分器161的输出的公共电位不变化。

另外，反转抑制电路162的OTA162A将积分器161输出的基于正相和反相的电位差的电压转换为电流并输出。电流镜电路162B、 162C基于OTA162A的输出，生成向正相注入的电流和从反相抽出的电流。在该情况下，在与积分器161的输出的反相电位Vn相比正相电位Vp高时，反转抑制电路162既不进行电流的注入也不进行电流的抽出。换言之，不进行无用的动作。当积分器161的输出的反相电位Vn 高于正相电位Vp的状态、即电位的反转开始发生时，能够通过电流镜电路162B、162C立即生成抑制该情况的电流。

以下，使用图表对上述反转抑制电路162的作用效果进行说明。首先，为了比较，对没有反转抑制电路162的情况进行说明。

《没有反转抑制电路的情况》

(开环时的积分器输出反转)

图4是表示作为DC解析(静态特性解析)的结果的开环时的积分器输出反转的一例的图表。(a)表示放大器13输出的电压(虚线) 和追加了负的失调电压(40mV)的参考电压(实线)。(b)表示积分器161的输出的正相电位(实线)及反相电位(虚线)。(c)表示交流调整电路15的MOS晶体管M3的栅极电位(虚线)及直流调整电路14的MOS晶体管M0、M1的栅极电位(实线)。(d)表示被去除的直流的失调电流。横轴是从(a)到(d)共通的输入电流(Iin) 的对数刻度。

在输入电流少的电流范围(从10^-5[A]到图的纵向的单点划线的线)内，负的失调电压起作用，直流调整电路14及交流调整电路15 不发挥功能，不进行从输入电流抽出AC及DC的电流(以下，将抽出电流称为“电流抽出”。)。对于单点划线的线以上的输入电流，直流调整电路14及交流调整电路15进行电流抽出。在此，由(b)的图表可知，在比单点划线的线少的输入电流的情况下，存在积分器161 的输出的正相电位和反相电位较大地反转的问题。

接着，图5是表示作为瞬态分析的结果的积分器输出反转引起的瞬态响应的延迟的一例的图表。在图中，(a)表示来自接收到强输入突发之后弱输入突发到来的光信号时的雪崩光电二极管12的输入电流 (Iin)。(b)表示相对于输入电压的放大器13的反转放大输出(突发式的波形)及作为参考电压的-40mV(直线状的部分)。(c)表示积分器161的输出的正相电位(实线)及反相电位(虚线)。(d)中，上方的线是AC电流抽出的MOS晶体管M3的源极电压，重叠可见的两根下方的线是AC电流抽出的MOS晶体管M3的栅极电压及DC电流抽出的MOS晶体管M0、M1的栅极电压。该下方的线是GND的电平。(e)是始终大致重叠的两个线，伴随上下的微小振动的一方是DC 的抽出电流，直线状的一方是AC的抽出电流。(f)表示向后级电路 21的输入电压。横轴是从(a)到(f)共通的时间。

当关注图5的(c)时，始终处于反转状态，如由椭圆的虚线所示，对于强输入突发，在无法从反转状态脱离的状态下，突发结束。因此，光接收装置10是环一直打开的状态。当关注(d)时，下方的线贴在 GND上，不进行电流抽出。当关注(e)时，也实质上不进行电流抽出。根据图5，当积分器161的输出反转时，有时不能从反转脱离，而产生瞬态响应的延迟。

此外，在不对参考电压施加负的失调电压的情况下，在正的失调电压即使稍微增加的PVT(Process-Voltage-Temperature：过程-电压- 温度)条件下，即使弱输入突发，也成为闭环而发生电流抽出，有时引起噪声的增加。因此，降低负的失调电压不是上策，优选施加充分的负的失调电压。另外，需要即使提供充分的负的失调电压而积分器 161的输出的正相电位和反相电位的反转电位差也不扩大的功能。反转抑制电路162是该需求的解决对策。

《有反转抑制电路的情况》

图6是表示作为DC解析(静态特性解析)的结果的开环时的积分器输出反转的一例的图表。(a)表示放大器13输出的电压(虚线) 和追加了负的失调电压(40mV)的参考电压(实线)。(b)表示积分器161的输出的正相电位(实线)及反相电位(虚线)。(c)表示交流调整电路15的MOS晶体管M3的栅极电位(虚线)及直流调整电路14的MOS晶体管M0、M1的栅极电位(实线)。(d)表示被去除的直流的失调电流。(e)表示为了抑制积分器161的输出反转而向正相注入的电流(实线)及从反相抽出的电流(虚线，从中途与实线合流)。横轴是从(a)到(e)共通的输入电流(Iin)的对数刻度。图中的纵向的单点划线的线表示约90μA的输入电流的位置。

如图6的(e)所示，在从输入电流10μA(10^-5A)到90μA的弱输入范围内，向正相注入电流，从反相抽出等量的电流。其结果是，由(b)的波形可见，即使在施加负的失调电压的情况下，也抑制了在弱输入范围的积分器161的输出的大的反转。

图7是表示瞬态分析的结果的一例的图表。在图中，(a)表示来自接收到强输入突发之后弱输入突发到来的光信号时的雪崩光电二极管12的输入电流(Iin)。(b)表示相对于输入电压的放大器13的反转放大输出(突发式的波形)及作为参考电压的-40mV(直线状的部分)。 (c)表示积分器161的输出的正相电位(实线)及反相电位(虚线)。 (d)中，上方的线是AC电流抽出的MOS晶体管M3的源极电压，中间的线是DC电流抽出的MOS晶体管M0、M1的栅极电压，下方的线是AC电流抽出的MOS晶体管M3的栅极电压。(e)中，处于上方的变化大的是DC的抽出电流，处于下方的直线状的是AC的抽出电流。 (f)表示向后级电路21的输入电压。横轴是从(a)到(f)共通的时间。

在图7中，当关注(c)时，在用虚线的圆圈标记表示的、距最初的突发的开头约0.2μ秒(＝200n秒)以内，从反转状态脱离。与在突发之前都不能从反转状态脱离的图5比较可知，瞬态响应的延迟被显著地改善，被缩小。

然后，对弱输入突发产生了积分器输出的反转状态，但维持直流调整电路14的MOS晶体管M0、M1的栅极电压，维持闭环。在(e) 中，DC的抽出电流相对于弱输入突发降低，收敛到几μA，但维持闭环。

图8是表示追加了反转抑制电路162后的放大器13的放大率关于各种大小的输入电流表现怎样的频率特性的图表的一例。将上方的双点划线的围框放大的是下方的图表。下方的图表中的由虚线的椭圆包围的部分表示即使小于50μA的弱输入突发也施加反馈(成为闭环)。

而且，关于噪声特性，相对于作为频带25GHz的积分值的输入电流(Iin)24μA，在不追加负的失调电压而完全地进行闭环动作的情况下，噪声的有效值为1.71μArms。在不设置反转抑制电路162而追加了负的失调电压的情况下，成为1.52μArms，噪声降低。

与此相对，在设置了反转抑制电路162的情况下，相对于同样的输入电流，噪声的有效值为1.54μA。因此，即使设置反转抑制电路 162，也仅增加0.02μArms，相对于完全地进行闭环动作的情况，充分地降低了噪声。这被认为是，在使用反转抑制电路162进行了闭环化的情况下，DC的抽出电流小到几μA是有影响的。

如上所述，通过设置反转抑制电路162，除了能够缩小瞬态响应的延迟之外，在追加了负的失调电压的参考电压比放大器13的输出电压低的条件下，能够不增加噪声地持续闭环。

《其他》

此外，上述公开的光接收装置10设置于站侧装置1，但也可以设置于终端装置2、3、4。

《补记》

此外，应该认为本次公开的实施方式在所有的方面都是例示而不是限制性的。本发明的范围由权利要求书表示，旨在包括与权利要求书同等的含义及范围内的所有的变更。

附图标记说明

1 站侧装置

1a 线卡

2、3、4 终端装置

5 光纤

6 光耦合器

7、8、9 光纤

10 光接收装置

11 前置放大器

12 雪崩光电二极管

13 放大器

14 直流调整电路

15 交流调整电路

16 控制部

17 差动电路

18 检测电路

19 基准电位产生电路

20 电容器

21 后级电路

100 PON系统

161 积分器

162 反转抑制电路

162A 跨导放大器(OTA)

162B、162C 电流镜电路

163 跨导放大器(OTA)

164 电流控制部

L 输入电路

M0、M1、M2、M3 MOS晶体管

M11、M12、M13、M14、M15 MOS晶体管

N 反相

P 正相