具体实施方式

以下，基于附图对实施方式的功率放大电路详细进行说明。需要说明的是，并不通过该实施方式来限定本发明。另外，各实施方式的构成要素中包括本领域技术人员能够且容易置换的构成要素，或者实质上相同的构成要素。各实施方式是例示，能够进行不同实施方式所示的结构的局部置换或组合。在实施方式2以后，省略针对与实施方式1共同的事项的记述，仅对不同点进行说明。尤其是针对由同样的结构带来的同样的作用效果，并不在每个实施方式中逐次提及。

(实施方式1)

图1A及图1B是示出实施方式1的功率放大电路的结构例的图。实施方式1的功率放大电路100针对所输入的高频输入信号RFin，进行基于相对低的第一增益(低增益)的放大动作和基于相对高的第二增益(高增益)的放大动作，输出高频输出信号RFout。以下，将进行基于第一增益的放大动作的模式称为“第一模式”，将进行基于第二增益的放大动作的模式称为“第二模式”。图1A示出第一模式的情况下的状态，图1B示出第二模式的情况下的状态。

如图1A及图1B所示，实施方式1的功率放大电路100具备单端放大器1、差动放大器2、第一平衡不平衡变压器3、第二平衡不平衡变压器4及第一开关电路5。

单端放大器1通过经由电感元件Lp1而输入的第一电源电压Vcc1，以第一模式及第二模式进行动作。

单端放大器1例如可以由双极晶体管构成，例如可以由场效应型晶体管(FET：Field Effect Transistor)构成。在由双极晶体管构成单端放大器1的情况下，例如例示出异质结双极晶体管(HBT：Heterojunction Bipolar Transistor)。并不通过单端放大器1的结构来限定本公开。

第一平衡不平衡变压器3包括输入侧绕组31及输出侧绕组32。

单端放大器1放大作为单端信号的高频输入信号RFin。作为单端放大器1的输出的不平衡输出信号经由电容器C1p及电感元件L1p向第一开关电路5的输入端子51a输入。另外，作为单端放大器1的输出的不平衡输出信号经由电容器C1(第一电容器)向第一平衡不平衡变压器3的输入侧绕组31的一端输入。第一平衡不平衡变压器3的输入侧绕组31的另一端在第二模式的情况下经由第二开关电路6而与基准电位连接(参照图1B)。基准电位这里为接地电位，但不限于此。

第一平衡不平衡变压器3对来自单端放大器1的不平衡输出信号进行不平衡-平衡转换，转换成差动信号。第一平衡不平衡变压器3的输出侧绕组32连接在差动放大器2的输入INP、INN之间。

第一平衡不平衡变压器3的输入侧绕组31与输出侧绕组32被电磁场耦合。由此，从单端放大器1输出的不平衡输出信号通过第一平衡不平衡变压器3进行不平衡-平衡转换。

第二平衡不平衡变压器4包括输入侧绕组41及输出侧绕组42。

输入侧绕组41连接在差动放大器2的输出OUTP与输出OUTN之间。在输入侧绕组41的中点设置有中心抽头，经由电感元件Lp2向该中心抽头施加第二电源电压Vcc2。另外，在输入侧绕组41并联连接有电容器Cb1。

输出侧绕组42的一端与基准电位连接。另外，在输出侧绕组42并联连接有电容器Cb2。

差动放大器2通过经由电感元件Lp2及第二平衡不平衡变压器4的输入侧绕组41而输入的第二电源电压Vcc2，以第二模式进行动作。

差动放大器2包括将从第一平衡不平衡变压器3输出的差动信号放大的两个放大器21、22。放大器21、22例如也以由双极晶体管构成，例如还可以由FET构成。在由双极晶体管构成放大器21、22的情况下，例如例示出HBT。并不通过放大器21、22的结构来限定本公开。

第二平衡不平衡变压器4的输入侧绕组41与输出侧绕组42被电磁场耦合。由此，从差动放大器2输出的平衡输出信号通过第二平衡不平衡变压器4进行平衡-不平衡转换。

作为第二平衡不平衡变压器4的输出的平衡输出信号被向第一开关电路5的输入端子51b输入。

第一开关电路5切换输出单端放大器1的不平衡输出信号与第二平衡不平衡变压器4的不平衡输出信号。具体而言，第一开关电路5在第一模式的情况下，将输入端子51a与输出端子52电连接(参照图1A)，在第二模式的情况下，将输入端子51b与输出端子52电连接(参照图1B)。

通过上述的实施方式1的结构，能够通过简易的结构实现能够切换基于第一模式的以相对低的第一增益(低增益)进行的放大动作与基于第二模式的以相对高的第二增益(高增益)进行的放大动作的功率放大电路。

图2A是示出实施方式1的功率放大电路的第一模式中的第一平衡不平衡变压器的等效电路的图。图2B是示出实施方式1的比较例的功率放大电路的第一模式中的第一平衡不平衡变压器的等效电路的图。图3是示出实施方式1的功率放大电路的第一模式中的频率-增益特性的仿真结果的一例的图。在图3中，实线示出实施方式1的功率放大电路的第一模式中的仿真结果，虚线示出图2B所示的实施方式1的比较例的功率放大电路的第一模式中的仿真结果。

在图2B所示的比较例中，由电容器C1(第一电容器)及电感元件L1、L3构成串联谐振电路。由此，如图3的虚线所示，在发送频带(在图3所示的例子中为2[GHz]附近)中，有时由电容器C1及电感元件L1、L3构成的串联谐振电路的谐振频率出现下降。

在本实施方式中，如上所述，采用如下方式：在第一平衡不平衡变压器3的输入侧绕组31的另一端设置第二开关电路6，在第一模式的情况下，将第一平衡不平衡变压器3的输入侧绕组31与基准电位分离。由此，如图3的实线所示，在基于第一模式的以相对低的第一增益(低增益)进行的放大动作中，在发送频带中能够不产生图3的虚线所示的比较例那样的下降。

(实施方式2)

图4A及图4B是示出实施方式2的功率放大电路的结构例的图。图4A示出第一模式的情况下的状态，图4B示出第二模式的情况下的状态。需要说明的是，针对与实施方式1相同的构成要素标注相同的参照标记，省略说明。

图5是示出实施方式2的功率放大电路的第一模式中的第一平衡不平衡变压器的等效电路的图。图6是示出实施方式2的功率放大电路的第一模式中的频率-增益特性的仿真结果的一例的图。在图6中，实线示出实施方式2的功率放大电路的第一模式中的仿真结果，虚线示出图2B所示的实施方式1的比较例的功率放大电路的第一模式中的仿真结果。

在实施方式2的功率放大电路100a中，如图4A及图4B所示，为如下方式：单端放大器1与第一平衡不平衡变压器3的输入侧绕组31的一端被连接，向输入侧绕组31的另一端供给第一电源电压Vcc1。由此，如图5所示，没有构成实施方式1的比较例中说明的那种串联谐振电路。由此，如图6的实线所示，在发送频带(在图6所示的例子中为2[GHz]附近)中，能够不产生图6的虚线所示的比较例那样的下降。

图7是示出实施方式2的功率放大电路的第二模式中的频率-增益特性的仿真结果的图。在图7中，实线示出实施方式2的功率放大电路的第二模式中的仿真结果，虚线示出实施方式1的功率放大电路的第二模式中的仿真结果。

在第二模式中，如图7的实线所示那样，也能够得到与图7的虚线所示的实施方式1的结构同样的良好的增益特性。

通过上述的实施方式2的结构，能够通过更加简易的结构实现能够切换基于第一模式的以相对低的第一增益(低增益)进行的放大动作与基于第二模式的以相对高的第二增益(高增益)进行的放大动作的功率放大电路。

(实施方式3)

图8A及图8B是示出实施方式3的功率放大电路的结构例的图。图8A示出第一模式的情况下的状态，图8B示出第二模式的情况下的状态。需要说明的是，针对与实施方式2相同的构成要素标注相同的参照标记，省略说明。

在实施方式3的功率放大电路100b中，如图8A及图8B所示，是将第一开关电路5a设为SPST(Single Pole Single Throw，单刀双掷)的方式。具体而言，在第一模式中，使单端放大器1的不平衡输出路径与第二平衡不平衡变压器4的不平衡输出路径短路。由此，在基于第二模式的以相对高的第二增益(高增益)进行的放大动作中，能够抑制开关电路中的由功率损耗引起的消耗电流的增加。

(实施方式4)

图9A及图9B是示出实施方式4的功率放大电路的结构例的图。图9A示出第一模式的情况下的状态，图9B示出第二模式的情况下的状态。需要说明的是，针对与实施方式3相同的构成要素标注相同的参照标记，省略说明。

在实施方式4的功率放大电路100c中，如图9A及图9B所示，在第二平衡不平衡变压器4的不平衡输出路径中设置有电容器C2(第二电容器)。具体而言，电容器C2的一端与第二平衡不平衡变压器4的输出侧绕组42的一端连接，电容器C2的另一端与第一开关电路5a的一端连接。

图10是示出实施方式4的功率放大电路的第一模式中的第二平衡不平衡变压器的等效电路的图。图11是示出实施方式4的比较例的功率放大电路的第一模式中的第二平衡不平衡变压器的等效电路的图。图12是示出实施方式4的功率放大电路的第一模式中的频率-增益特性的仿真结果的一例的图。在图12中，实线示出实施方式4的功率放大电路的第一模式中的仿真结果，虚线示出图11所示的实施方式4的比较例的功率放大电路的第一模式中的仿真结果。

在图11所示的比较例中，由电容器Cb1及电感元件L4、L5构成串联谐振电路。由此，如图12的虚线所示，在发送频带(在图11所示的例子中为2[GHz]附近)中，有时由电容器Cb1及电感元件L4、L5构成的串联谐振电路的谐振频率出现下降。

在本实施方式中，通过在第二平衡不平衡变压器4的不平衡输出路径中设置电容器C2，能够如图12的实线所示那样使串联谐振电路的谐振频率从发送频带偏移。由此，在基于第一模式的以相对低的第一增益(低增益)进行的放大动作中，能够使增益特性所产生的下降的频率成为发送频带外。

(实施方式5)

图13是示出实施方式5的功率放大电路的结构例的图。需要说明的是，针对与实施方式2相同的构成要素标注相同的参照标记，省略说明。

在实施方式5的功率放大电路100d中，如图13所示，除了具备实施方式2的结构之外，还具备匹配电路7、匹配电路8a、8b、第三开关电路9、匹配电路10a、10b、10c。

第三开关电路9将第一开关电路5的输出切换到多个输出路径中的任意一个输出路径而输出。

在第一开关电路5的输入端子51a连接有匹配电路8a。在第一开关电路5的输入端子51b连接有匹配电路8b。

匹配电路8a设置在单端放大器1的不平衡输出路径中。匹配电路8a构成为使单端放大器1的输出与第一开关电路5的输入端子51a之间的阻抗匹配。匹配电路8a构成为用于使单端放大器1的输出与第一开关电路5的输入端子51a之间的阻抗匹配的匹配电路的一部分。

匹配电路8b设置在第二平衡不平衡变压器4的不平衡输出路径中。匹配电路8b构成为使第二平衡不平衡变压器4的输出与第一开关电路5的输入端子51b之间的阻抗匹配。匹配电路8b构成为用于使第二平衡不平衡变压器4的输出与第一开关电路5的输入端子51b之间的阻抗匹配的匹配电路的一部分。

在第三开关电路9的输出端子92a连接有匹配电路10a。在第三开关电路9的输出端子92b连接有匹配电路10b。在第三开关电路9的输出端子92c连接有匹配电路10c。

匹配电路10a、10b、10c分别构成为使第三开关电路9的输出端子92a、92b、92c与通过各输出路径而连接的外部之间的阻抗匹配。

在第一开关电路5的输出端子52与第三开关电路9的输入端子91之间连接有匹配电路7。

匹配电路7构成为使第一开关电路5的输出端子52与第三开关电路9的输入端子91之间的阻抗匹配。匹配电路7通过匹配电路8a或匹配电路8b的组合而使单端放大器1的不平衡输出或第二平衡不平衡变压器4的不平衡输出与第三开关电路9的输入端子91之间的阻抗匹配。

匹配电路7能够包括在匹配电路8a的阻抗匹配与匹配电路8b的阻抗匹配中共同设置的匹配元件。例如，在匹配电路8a的阻抗匹配中，电感元件与单端放大器1的不平衡输出路径连接而用于阻抗的调整。该电感元件有时也用于匹配电路8b的阻抗匹配。在该情况下，在匹配电路8a及匹配电路8b中不设置该电感元件，在匹配电路7中设置与该电感元件相当的电感元件，由此能够使匹配元件共用化。需要说明的是，被共用化的匹配元件也可以不是电感元件而是电容器。通过匹配元件的共用化，能够减小匹配所需的电路面积。

匹配电路7能够包括在匹配电路10a的阻抗匹配、匹配电路10b的阻抗匹配、以及匹配电路10c的阻抗匹配中共同设置的匹配元件。即，与之前叙述的例子同样，能够使匹配元件共用化，能够减小电路面积。

(实施方式6)

图14是示出实施方式6的功率放大电路的结构例的图。需要说明的是，针对与实施方式5相同的构成要素标注相同的参照标记，省略说明。

在实施方式6的功率放大电路100e中，如图14所示，代替实施方式5的匹配电路7而具备可变匹配电路7a。

作为可变元件的一例，可变匹配电路7a例如具有可变电容器(Digital TunableCapacitor：DTC，数字可调电容器)。可变电容器是能够基于从外部输入的控制信号来变更电容值的电容器。需要说明的是，不仅可以是可变电容器，也可以是可变元件(可变电阻、可变移相器、可变电感器)。可变匹配电路7a由于具有可变元件，因此能够调整阻抗匹配时的特性。

可变匹配电路7a构成为例如通过调整可变电容器的电容值，使与通过输出路径而连接的外部之间的阻抗匹配。在可变元件不是可变电容器那样的调整电容值的元件的情况下，通过调整该可变元件的参数，能够调整阻抗匹配时的特性。

通过使用可变匹配电路7a，无需使用实施方式5的匹配电路10a、10b、10c，因此，能够更加减小匹配所需的电路面积。另外，通过使匹配最佳化，能够按照第一模式或第二模式的模式进行阻抗最佳化，能够减小消耗电流。

另外，上述的实施方式用于容易理解本发明，并不用于限定性地解释本发明。本发明在不脱离其主旨的范围内能够进行变更/改良，并且，在本发明中也包括其等效物。

另外，本公开也能够采取以下的结构。

(1)本发明的一方面的功率放大电路具备：单端放大器，其在第一模式的情况下以及在与所述第一模式不同的第二模式的情况下进行动作；差动放大器，其在所述第二模式的情况下进行动作；第一平衡不平衡变压器，其将所述单端放大器的不平衡输出信号转换成差动信号并向所述差动放大器输出；第二平衡不平衡变压器，其将所述差动放大器的平衡输出信号转换成不平衡输出信号；以及第一开关电路，其在所述第一模式中，输出所述单端放大器的不平衡输出信号，在所述第二模式中，输出所述第二平衡不平衡变压器的不平衡输出信号。

在该结构中，能够通过简易的结构，实现能够切换基于第一模式的以相对低的第一增益(低增益)进行的放大动作与基于第二模式的以相对高的第二增益(高增益)进行的放大动作的功率放大电路。

(2)在上述(1)的功率放大电路中，具备：第一电容器，其设置在所述单端放大器与所述第一平衡不平衡变压器的输入侧绕组的一端之间；以及第二开关电路，其在所述第二模式的情况下，将所述第一平衡不平衡变压器的输入侧绕组的另一端与基准电位连接。

在该结构中，在第一模式中，功率放大电路的发送频带能够不出现下降。

(3)在上述(1)的功率放大电路中，所述单端放大器与所述第一平衡不平衡变压器的输入侧绕组的一端连接，向所述第一平衡不平衡变压器的输入侧绕组的另一端供给所述单端放大器的电源电压。

在该结构中，能够通过更加简易的结构，实现能够切换基于第一模式的以相对低的第一增益(低增益)进行的放大动作与基于第二模式的以相对高的第二增益(高增益)进行的放大动作的功率放大电路。

(4)在上述(2)或(3)的功率放大电路中，所述第一开关电路也可以切换输出所述单端放大器的不平衡输出信号与第二平衡不平衡变压器的不平衡输出信号

(5)在上述(2)或(3)的功率放大电路中，所述第一开关电路在所述第一模式中，使所述单端放大器的不平衡输出路径与所述第二平衡不平衡变压器的不平衡输出路径短路。

在该结构中，在基于第二模式的以相对高的第二增益(高增益)进行的放大动作中，能够抑制开关电路中的由功率损耗引起的增益的下降。

(6)在上述(5)的功率放大电路中，在所述第二平衡不平衡变压器的不平衡输出路径中设置有第二电容器，所述第二电容器的一端与所述第二平衡不平衡变压器的输出侧绕组的一端连接，所述第二电容器的另一端与所述第一开关电路的一端连接。

在该结构中，能够使第一模式中的增益特性所产生的下降的频率成为发送频带外。

(7)在上述(4)的功率放大电路中，具备：第三开关电路，其将所述第一开关电路的输出切换为多个输出路径中的任意一个输出路径并输出；以及匹配电路，其设置在所述第一开关电路与所述第三开关电路之间。

在该结构中，能够使匹配元件共用化，能够减小电路面积。

(8)在上述(7)的功率放大电路中，所述匹配电路是能够调整特性的可变匹配电路。

在该结构中，能够更加减小匹配所需的电路面积。另外，通过使匹配最佳化，能够按照第一模式或第二模式的模式进行阻抗最佳化，能够减小消耗电流。

根据本公开，能够通过简易的结构得到能够切换增益的功率放大电路。