使用互阻抗感测的异物检测电路

文档序号：54497 发布日期：2021-09-28 浏览：23次 >En<

阅读说明：本技术 使用互阻抗感测的异物检测电路 (Foreign object detection circuit using transimpedance sensing ) 是由 H·P·威德默 L·西伯于 2019-10-04 设计创作，主要内容包括：本公开描述了用于检测异物的技术。在一些方面,提供了一种用于检测对象的装置。该装置包括多个感测电路,多个感测电路中的每个感测电路包括：初级感测线圈,具有第一端子和第二端子；次级感测线圈,具有第一端子和第二端子；以及电容器,具有第一端子和第二端子。电容器的第一端子被电连接到初级感测线圈和次级感测线圈中的每个感测线圈的第二端子。该装置还包括驱动器电路,驱动器电路被电连接到多个感测电路中的每个感测电路的初级感测线圈的第一端子驱动器电路。该装置还包括测量电路,测量电路被电连接到多个感测电路中的每个感测电路的次级感测线圈的第一端子。(The present disclosure describes techniques for detecting foreign matter. In some aspects, an apparatus for detecting an object is provided. The apparatus includes a plurality of sensing circuits, each of the plurality of sensing circuits including: a primary sensing coil having a first terminal and a second terminal; a secondary sensing coil having a first terminal and a second terminal; and a capacitor having a first terminal and a second terminal. A first terminal of the capacitor is electrically connected to a second terminal of each of the primary and secondary sensing coils. The apparatus also includes a driver circuit electrically connected to the first terminal driver circuit of the primary sensing coil of each of the plurality of sensing circuits. The apparatus also includes a measurement circuit electrically connected to a first terminal of the secondary sensing coil of each of the plurality of sensing circuits.)

使用互阻抗感测的异物检测电路

技术领域

本公开总体上涉及对象检测，例如，在用于感应电力传输的应用中。特别地，本公开涉及一种用于测量多个感测电路的感测线圈之间的互阻抗的变化的电路。

背景技术

对象检测对于多种应用、并且特别是对于检测预定区域内的对象可能有用的应用可能是有价值的。例如，在某些感应电力传输应用(或其他类型的无线电力传输应用)中，能够快速检测可能存在于感应功率区域中并且可能由于该区域中的高磁场强度而容易受到感应加热的异物可能是有用的。在感应无线电动车辆充电(WEVC)系统中，传输线圈(例如，初级线圈)上方的磁通密度可以处于相对较高的水平以允许足够的电力传输(例如，对于WEVC系统，功率可以以千瓦量级传输——例如，3.3kW、11kW等)。存在于磁场中的金属对象或其他对象可能会受到不希望的感应加热。为此，可以实现异物检测(FOD)以检测受由无线电力传输系统的线圈生成的磁场影响的金属对象或其他对象。需要用于提高用于各种应用和诸如用于WEVC应用的对象检测系统的灵敏度、成本效益、准确性和可靠性的解决方案。

发明内容

在本公开的一个方面，提供了一种用于检测对象的装置。该装置包括多个感测电路。多个感测电路中的每个感测电路包括具有第一端子和第二端子的初级感测线圈、具有第一端子和第二端子的次级感测线圈、以及具有第一端子和第二端子的电容器。电容器的第一端子被电连接到初级感测线圈和次级感测线圈中的每个感测线圈的第二端子。该装置还包括驱动器电路，驱动器电路被电连接到所述多个感测电路中的每个感测电路的所述初级感测线圈的所述第一端子。该装置还包括被电连接到所述多个感测电路中的每个感测电路的所述次级感测线圈的所述第一端子的测量电路。

在本公开的另一方面，提供了一种用于测量用于检测对象的电气特性的变化的方法。该方法包括从驱动器电路向初级感测线圈的第一端子施加处于操作频率的输入信号。初级感测线圈的第二端子被电连接到电容器的第一端子。该方法还包括在测量电路处测量被电连接到次级感测线圈的第一端子的输出处的电气特性。次级感测线圈的第二端子被电连接到电容器的第一端子。该方法还包括基于所述电气特性检测对象是否靠近所述初级感测线圈或所述次级感测线圈。

在本公开的又一方面，提供了一种用于检测对象的装置。该装置包括多个感测电路。多个感测电路中的每个感测电路包括初级感测线圈、次级感测线圈、以及用于基本以感测信号的操作频率补偿所述初级感测线圈与所述次级感测线圈之间的互阻抗的模块。该装置还包括用于向所述多个感测电路中的每个感测电路施加输入信号的模块。该装置还包括用于测量所述次级感测线圈的输出处的输出信号的模块。在一方面，该装置还可以包括用于基于所述输出信号检测对象是否靠近所述初级或所述次级感测线圈的模块。在某些方面，用于检测的模块还包括用于基于所述输出信号确定所述初级感测线圈与所述次级感测线圈之间的互阻抗的变化的幅度的模块。

在本公开的又一方面，提供了一种用于检测对象的装置。该装置包括多个感测电路。多个感测电路中的每个感测电路包括初级感测线圈、次级感测线圈、以及被配置为基本以感测信号的操作频率补偿所述初级感测线圈与所述次级感测线圈之间的互阻抗。该装置还包括被电连接到所述多个感测电路中的每个感测电路的所述初级感测线圈的驱动器电路。该装置还包括被电连接到所述多个感测电路中的每个感测电路的所述次级感测线圈的测量电路。该装置还包括检测电路，该检测电路被电连接到所述测量电路，并且被配置为基于基于所述测量电路的输出确定所述初级感测线圈与所述次级感测线圈之间的互阻抗的变化的幅度，来确定对象是否存在。

在本公开的又一方面，提供了一种用于检测对象的装置。该装置包括多个感测电路。多个感测电路中的每个感测电路包括电耦合到电容器的至少一个感测线圈。该装置还包括驱动器电路，该驱动器电路包括第一多个开关。第一多个开关中的每个开关分别连接到多个感测电路中的每个感测电路。该装置还包括测量电路，该测量电路包括第二多个开关。第二多个开关中的每个开关分别连接到多个感测电路中的每个感测电路(例如，在输出处)。在一些方面，该装置还可以包括检测电路，该检测电路被电连接到测量电路，并且被配置为基于测量电路的输出确定对象是否靠近多个感测电路中的至少一个感测电路的至少一个感测线圈。在某些方面，驱动器电路可以包括电流源电路，该电流源电路包括具有放大器输出的放大器电路、以及电连接在所述放大器输出与所述多个感测电路之间，并且被配置为选择性地将所述多个感测电路中的每个感测电路连接到所述放大器输出的多路复用器。在某些方面，测量电路可以被配置为测量所述次级感测线圈的所述第一端子处的电压。在某些方面，驱动器电路可以被配置为作为电流源进行操作，并且被配置为保持输出，其中多个感测电路中的每个感测电路的电阻抗的变化对由所述驱动器电路提供的电流信号具有基本可以忽略的影响。在某些方面，多个感测电路中的每个感测电路的至少一个感测线圈可以被定位为分布在至少部分由无线电力传输线圈限定的预定区域之上，所述无线电力传输线圈被配置为感应地传输电力。在某些方面，由所述无线电力传输线圈生成的磁场的频率不同于由所述驱动器电路输出的感测信号的操作频率。在某些方面，测量电路可以包括输出多路复用器，该输出多路复用器至少部分由第二多个开关形成，并且被配置为选择性地将多个感测电路中的每个感测电路连接到测量放大器电路。在某些方面，多个感测电路中的每个感测电路还可以包括并联电感器。在某些方面，电容器和并联电感器可以被配置为高通滤波器，该高通滤波器被配置为衰减无线电力传输场的影响。在某些方面，驱动器电路可以包括多个电阻器，其中多个电阻器中的每个电阻器分别连接到多个感测电路中的每个感测电路。

在本公开的又一方面，提供了一种用于检测对象的装置。该装置包括多个感测电路。多个感测电路中的每个感测电路包括第一初级感测线圈、第二初级感测线圈和次级感测线圈。该装置还包括被电连接到多个感测电路中的每个感测电路的第一初级感测线圈和第二初级感测线圈的驱动器电路。该装置还包括被电连接到多个感测电路中的每个感测电路的次级感测线圈的测量电路。在一方面，该装置可以包括检测电路，该检测电路被配置为基于测量电路的输出来确定对象是否靠近至少一个感测线圈。在一方面，驱动器电路可以包括被配置为向第一初级感测线圈施加第一信号的第一电流源电路。驱动器电路还可以包括被配置为向第二初级感测线圈施加第二信号的第二电流源电路。在一方面，测量电路可以被配置为测量次级感测线圈的输出处的开路电压。在一方面，第一电流源电路和第二电流源电路被配置为控制第一信号和第二信号的幅值和相位，使得由第一初级感测线圈和第二初级感测线圈生成的磁通量分量基本取消(例如，并且在对象不存在的情况下，次级感测线圈的输出处的电压基本为零或固定)。在一方面，驱动器电路可以包括第一输入多路复用器，该第一输入多路复用器包括被电连接到多个感测电路的每个第一初级感测线圈的第一多个开关。在一方面，驱动器电路可以包括第二输入多路复用器，该第二输入多路复用器包括被电连接到多个感测电路的每个第二初级感测线圈的第二多个开关。在某些方面，多个感测电路中的每个感测电路的第一初级感测线圈、第二初级感测线圈和次级感测线圈可以被定位为分布在至少部分由无线电力传输线圈限定的预定区域之上，该无线电力传输线圈被配置为感应地传输电力。在某些方面，由无线电力传输线圈生成的磁场的频率不同于由驱动器电路输出的感测信号的操作频率。

附图说明

在附图中，附图标记的第三和第四位数字标识附图标记第一次出现的图。在说明书或附图中的不同实例中对相同附图标记的使用表示相同的元素。

图1图示了对象检测电路的示例实现。

图2A是图示了包括图1的对象检测电路的无线电力传输系统的实例实现的立体视图。

图2B是图示了包括图1的对象检测电路的一部分的图2A的无线电力传输系统的一部分的垂直剖视图。

图3A是图示了基于可以与图1的对象检测电路结合使用的阻抗感测方法的感测线圈、对象和相关技术的示例的示意图。

图3B示出了包括对象的电路模型的图3A的电路的等效电路。

图3C示出了包括被抽象掉的对象模型的影响的图3A的电路的另一等效电路。

图3D图示了复阻抗平面、不同类型的对象、以及其中可能发生阻抗变化的对应区域。

图4A是图示了基于可以与图1的对象检测电路结合使用的电容补偿阻抗感测方法的感测线圈、对象和相关技术的示例的示意图。

图4B示出了包括被抽象掉的对象模型的影响的图4A的电路的等效电路。

图5A是图示了基于可以与图1的对象检测电路结合使用的互阻抗感测方法的双重感测线圈布置、对象和相关技术的示例的示意图。

图5B示出了包括对象的电路模型的图5A的电路的等效电路。

图5C示出了包括被抽象掉的对象模型的影响的图5B的电路的“T”等效电路。

图5D至图5H是图示了使用平面感测线圈的图5A的双重感测线圈布置的不同示例实现的示意性剖视图。

图6A是图示了基于可以与图1的对象检测电路结合使用的通量平衡互阻抗感测方法的双重感测线圈布置、对象和相关技术的另一示例的示意图。

图6B示出了包括被抽象掉的对象模型的影响的图6A电路的简化“T”等效电路。

图6C是图示了基于可以与图1的对象检测电路结合使用的磁通平衡互阻抗感测方法的双重感测线圈布置、对象和相关技术的另一示例的示意图。

图7A是图示了基于可以与图1的对象检测电路结合使用的通量平衡互阻抗感测方法的三重感测线圈布置、对象和相关技术的示例的示意图。

图7B示出了包括对象的电路模型的图7A的电路的等效电路。

图7C示出了包括被抽象掉的对象模型的影响的图7B的等效电路的简化“T”等效电路。

图7D至图7H是图示了使用平面感测线圈的图7A的三重感测线圈布置的不同示例实现的示意性剖视图。

图8A是图示了基于可以与图1的对象检测电路结合使用的电容补偿互阻抗感测方法的双重感测线圈布置、对象和相关技术的示例的示意图。

图8B示出了包括对象的电路模型的图8A的电路的等效电路。

图8C示出了包括被抽象掉的对象模型的影响的图8C的等效电路的简化“T”等效电路。

图9是图示了使用适用于阻抗和互阻抗感测技术的多个感测电路的图1的对象检测电路的示例实现和操作的通用框图。

图10是图示了使用适用于阻抗感测和互阻抗感测方法的多个感测电路的图1的对象检测电路的一部分的示例实现的电路图。

图11是图示了使用适用于阻抗感测和互阻抗感测方法的多个感测电路的图1的对象检测电路的一部分的另一示例实现的电路图。

图12A是图示了使用适用于图8A的电容补偿互阻抗感测方法的多个感测电路的图1的对象检测电路的一部分的示例实现的框图。

图12B是图示了基于电流源电压测量方法的图12A的通用电路的示例实现的电路图。

图13A是图示了使用适用于图8A的电容补偿互阻抗感测方法的多个感测电路的图1的对象检测电路的一部分的另一示例实现的电路图。

图13B是图示了图13A的电路的FET多路复用器开关单元的详细视图。

图14是用于检测对象的方法的示例的流程图。

图15是图示了参考图1至图14描述的元件/功能中的任何一个可以在其中实现的用于对电动车辆充电的无线充电系统的立体视图。

图16是图示了图15的无线充电系统的一部分的示例实现的示意图。

具体实施方式

下面结合附图阐述的详细描述旨在作为对示例性实现的描述，而不旨在表示可以实践本发明的唯一实现。贯穿本说明书使用的术语“示例性”表示“用作示例、实例或说明”，而不一定应当被解释为比其他示例性实现优选或有利。详细描述包括用于提供对示例性实现的透彻理解的特定细节。在某些情况下，某些设备以框图形式示出。以下附图中的共同附图元素可以使用相同附图标记来标识。

如上所述，对象检测(尤其是金属对象检测)对于多种应用可能是有价值的。为了在预定区域中进行检测，对象检测系统可以包括分布在预定区域上的多个感测元件(例如，感测线圈的平面阵列)。预定区域可以由可以在其中发现金属对象并且其中的磁通密度超过特定限制(例如，基于对象110可能被加热的温度水平而确定的阈值)的空间限定。这通常是一个三维空间。感测元件的数目N可以与期望被检测的对象的最小尺寸成比例或相关。对于被配置为检测小对象(例如，回形针大小)的系统，感测元件的数目可能相对较高(例如，大约为400)。用于将感测信号施加到每个感测元件的驱动器电路系统、每个包括感测元件和用于调节的附加元件的多个感测电路、以及用于寻找可能与对象的存在相对应的电气特性的变化所需要的对应测量电路系统随着感测元件数目N的增加而可能会变得昂贵或复杂。

本文中描述的实现的各方面涉及用于允许根据检测较小对象的需要而具有更高的准确度、灵敏度和温度稳定性的一个或多个感测电路的驱动和测量电路系统的配置。本文中描述的各方面涉及基于互阻抗感测方法的图1的对象检测电路100的实现，该方法包括以电流源为特征的感测信号源(例如，准理想电流源)，该电流源允许基于测量一个或多个检测电路中的电压(例如，使用准理想电压测量电路)来确定互阻抗的变化。下面详细描述的基于互阻抗感测的实现的各方面允许改进检测灵敏度，例如，在存在诸如它们可能在室外环境中经历的强烈温度变化的情况下。

图1图示了包括图1中由感测电路104a、104b、……、和感测电路104n示出的多个(N个)感测电路104的对象检测电路100的示例实现。多个感测电路104在本文中也称为多个感测电路104a、104b、……、104n。如图1所示，多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个感测电路包括多个(N个)感测元件106a、106b、……、106n中的对应感测元件(例如，感测线圈)，该感测元件分别被配置为感测响应于对象110在多个感测元件106a、106b、……、106n中的至少一个感测元件附近的存在而变化的一个或多个电气特性的变化，以能够提供对整个预定检测区域的检测覆盖。多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个还可以包括例如被配置为改进对一个或多个电气特性的变化的测量的附加调节电路系统(图1中未示出)。多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个还限定至少一个测量端口(图1中未示出)，在该测量端口处测量和参考电气特性(例如，阻抗)的变化。

多个感测元件106a、106b、……、106n中的每个在图1中示出为“圆形”线圈以用于说明目的。然而，在其他实现中，感测元件106a、106b、……、106n可以包括具有另一线圈拓扑(例如，八字形(DD)拓扑(例如，如图6C所示))的感测线圈。在又一实现中，多个感测元件106a、106b、……、106n可以包括混合线圈拓扑(例如，“圆形”和DD(例如，如图6C所示))的感测线圈。在其他实现中，多个感测元件106a、106b、……、106n可以包括具有与“空气”线圈相比物理上更小的铁氧体磁芯(本文中未示出)的感测线圈(例如，螺线管线圈)。在其他实现中，多个感测元件106a、106b、……、106n可以包括能够用于生成和检测磁场以检测对象110的其他感应设备。在本文中进一步描述的一些实现中，多个感测元件106a、106b、……、106n中的每个可以包括可以与跨阻抗或互阻抗感测方法结合使用的双重或甚至三重感测线圈布置(例如，如图7F至图7H所示)。在一些实现中，多个感测元件106a、106b、……、106n被布置为阵列106，诸如如图1所示的二维阵列106。然而，在其他实现中，多个感测元件106a、106b、……、106n中的感测元件以不符合行或列(径向或交错)的其他配置进行布置，至少部分重叠或具有不规则间距，具有不同大小，具有不同形状(圆形、六边形等)，或者覆盖不规则检测区域，或者其任何组合。因此，本文中使用的术语“阵列”表示布置在预定区域上的多个感测元件106a、106b、……、106n。此外，阵列106的感测元件的数目N以及因此感测电路的数目N可以基于应用而广泛变化，包括要在其中检测对象110的总区域和对象检测电路100被配置为检测的最小尺寸。

包括多个感测元件106a、106b、……、106n中的对应感测元件的多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个可操作地连接到测量和检测电路108。测量和检测电路108被配置为在多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个处测量一个或多个电气特性并且处理测量以输出指示是否检测到对象110的存在的信号。在一些方面，输出可以包括基于关于多个感测元件106a、106b、……、106n中在其处检测到对象110的特定感测元件的信息的对象110的位置。测量和检测电路108可以被配置为选择性地(例如，顺序地)将感测信号个体地施加到多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个，以允许响应于对象110的存在而在多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个处测量至少一个电气特性的变化。测量和检测电路108还包括用于针对多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个而输出指示电气特性的至少一个测量值的测量电路。

测量和检测电路108可以包括被配置为处理和滤波测量输出并且确定对象110是否可能存在(例如，基于时间差分检测方法)的信号处理电路系统。测量和检测电路108的至少一部分可以由一个或多个微控制器或处理器来实现。例如，测量和检测电路108的至少一部分可以实现为专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)设备、数字信号处理器(DSP)或另一处理器设备。测量和检测电路108可以被配置为从对象检测电路108的组件中的每个接收信息并且基于所接收的信息执行计算。测量和检测电路108可以被配置为为组件中的每个生成控制信号，该控制信号可以调节该组件的操作。测量和检测电路108还可以包括存储器(未示出)，该存储器被配置为存储数据，例如，诸如用于引起测量和检测电路108执行特定功能的指令，诸如与对象检测相关的功能。如将进一步描述的，为了选择性地驱动多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个并且测量多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个的输出的目的，另外的模拟或其他电路组件可以被包括在测量和检测电路108中。

在示例性实现中，通过施加正弦感测信号并且通过测量多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个处的阻抗变化来检测对象110。虽然该描述可以涉及正弦信号，但应当理解的是，任何交流电压或交流电流可以被施加并且可以通过本文中描述的不同实现来预期。例如，对象检测电路100可以被配置为检测金属对象(或其他对象)，该对象可能引起在多个感测电路104a、104b，……，104n中的每个处测量的阻抗(例如，互阻抗)中的至少一个的变化。在示例性实现中，测量和检测电路108被配置为引起多个感测元件(例如，感测线圈)106a、106b、……、106n中的每个(例如，顺序地)生成操作频率的交变磁场，操作频率在本文中也称为感测频率f_s。如果金属对象110存在于由感测元件生成的交变磁场中，如果对象是导电的(金属的)，则将在对象110中生成涡流。根据伦茨定律，对象110中的涡流将生成另一(次级)磁场，该磁场与相应感测元件交互(例如，生成互耦合)。这可能导致多个感测元件106a、106b、……、106n的至少一部分的电气特性(例如，阻抗)的变化，从而导致在多个感测电路104a、104b、……、104n中的对应感测电路的至少一个测量端口处测量的电气特性的变化。其他交互也是可能的，诸如对象110与多个感测元件106a、106b、……、106n中的感测元件(例如，感测线圈)之间的电场(电容)交互或铁磁交互，该交互导致多个感测元件106a、106b、……、106n的至少一部分的电气特性(例如，阻抗)的变化。

在其他实现中，通过施加不同于正弦信号(单频)的感测信号并且通过测量对该信号的响应的变化来检测对象110。在示例性实现中，测量和检测电路108被配置为选择性地(例如，顺序地)用适合于测量脉冲响应的脉冲激励多个感测元件106a、106b、……、106n中的每个，并且对象的存在是基于测量多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个中的脉冲响应的变化来确定的。

在另一示例性实现中，测量和检测电路108被配置为选择性地(例如，顺序地)用多频率(多音调)信号驱动多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个，并且对象的存在是基于测量在多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个处并且针对每个频率分量个体地测量的阻抗的变化来确定的。

在另一示例性实现中，测量和检测电路108被配置为选择性地(例如，顺序地)用另一合适波形(例如，伪噪声信号)驱动多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个，并且对象110的存在是基于测量多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个中对该波形的响应的变化来确定的。

本文中对对象检测电路100的描述假定被配置为检测单个频率下的阻抗变化并且确定对象110是否存在于多个感测元件106a、106b、……、106n中的至少一个附近的测量和检测电路100。然而，这不应当排除使用被配置为使用其他感测信号波形来检测一个或多个电气特性的变化以确定对象110是否存在的测量和检测电路100的实现。

用于对象检测的感应无线电力应用的示例

图1的对象检测电路100可以用于多种应用中以用于检测先前限定的预定检测区域内的对象，诸如金属对象。在上述的一个示例中，在感应无线电力传输系统中，传输线圈(例如，初级线圈)上方和接收线圈(例如，次级线圈)下方的磁通密度可以处于相对较高水平以允许足够的电力传输(例如，对于无线电动车辆充电(WEVC)系统，功率可以以千瓦量级传输，例如，3.3kW、11kW、或者甚至更高水平)。基于与无线电力场的交互，存在于磁场中的金属对象或其他对象可能会经历不希望的感应加热。为此，对象检测电路100可以被集成到无线电力传输系统中以检测受用于无线电力传输的线圈所生成的磁场影响的金属对象或其他对象。这种检测可以允许无线电力传输系统适当地响应(例如，减少或停止电力传输，警告用户，等等)。

图2A图示了包括图1的对象检测电路100、功率转换电路222和无线电力传输结构224的无线电力传输系统200的示例实现。无线电力传输系统200可以描绘生成用于传输电力的磁场232的无线电力传输系统或可以经由磁场232耦合和接收电力的无线电力接收系统。当无线电力传输系统200被配置为无线电力传输系统时，功率转换电路222被配置为将来自电源(未示出)的电力转换为合适的操作频率(例如，85kHz))并且经由无线电力传输结构224形成无线电力传输。更有可能的是，当与对象检测电路100集成时，无线电力传输系统200可以是无线电力传输系统，因为电力通常可以从金属对象通常会静止在的地面或其他朝上的表面被传输。然而，其他实现也是可能的，例如，对象检测电路100或其一部分也可以集成到无线电力接收系统中。当无线电力传输系统200被配置为无线电力接收系统时，功率转换电路222被配置为将经由无线电力传输结构224接收的电力转换为用于为诸如电池等负载供电的合适的形式(例如，具有合适电压和电流电平的DC)。

无线电力传输结构224(有时也称为“垫”)被配置为无线地传输或接收电力。图2A图示了无线电力传输结构224的一个示例以及图1的感测元件阵列106如何集成。无线电力传输结构224包括线圈226，线圈226也称为无线电力传输线圈，该无线电力传输线圈被配置为在由功率转换电路222用电流驱动时生成交变磁场。无线电力传输结构224还可以包括铁氧体228，铁氧体228被配置为引导和/或提供用于磁通量的路径(例如，可以布置在一个或多个铁氧体条中，该铁氧体条可以是被布置为形成条的铁氧体块的组合)。电力传输结构224还可以包括屏蔽件230(有时也称为背板)。屏蔽件230被配置为防止磁场232或相关联的电磁辐射延伸超出由屏蔽件230确定的边界或至少衰减延伸超出该边界的磁场232。例如，屏蔽件230可以由铝形成。

在所示示例中，无线电力传输结构224包括双D(DD)线圈拓扑，该拓扑包括彼此靠近设置以形成DD无线电力传输线圈226的两个导电结构。无线电力传输结构224被配置为通过使交流电流通过DD无线电力传输线圈226来生成磁场(在图2A中由磁通线232指示)。通常，DD无线电力传输线圈226的两个中心部分中的电流沿相同方向流动。以这种方式，在DD无线电力传输线圈226的中心生成高磁通量，并且该高磁通量被引导通过铁氧体228并且在DD无线电力传输线圈226上方从DD无线电力传输线圈226的一个开口(磁极区域)到另一开口(磁极面积)拱起，如图2A中由一条磁通线所示。其他线圈拓扑也适用于本文中描述的技术，包括多线圈拓扑(例如，双极、DD加圆形)或仅单线圈圆形或螺线管拓扑。

无线电力传输系统200还包括图1的对象检测电路100，对象检测电路100可以包括多个感测电路104a、104b、……、104n，每个感测电路包括如图2A所示的多个感测元件106a、106b、……、106n中的感测元件(例如，感测线圈)。多个感测元件106a、106b、……、106n可以布置为基本平面的阵列106以覆盖预定区域(例如，至少由无线电力传输线圈226或铁氧体228覆盖的区域)。如果多个感测元件106a、106b、……、106n中的每个感测元件构成感测线圈(或感测线圈的布置)，则感测元件106a、106b、……、106n的大小和数目N可以取决于无线电力传输线圈226或铁氧体228的尺寸、以及需要由对象检测电路100检测的对象110的最小尺寸。例如，如果需要检测的金属对象110的最小尺寸是硬币(例如，1欧元硬币)的大小，则多个感测元件106a、106b、……、106n中的每个感测元件的尺寸可以是该最小尺寸的量级或其倍数(例如，具有10倍大的面积)，假定这些最小尺寸对象位于由阵列106限定的平面的附近(例如，在稍后如图2B所示的基垫的壳体236的顶面上)。仅作为说明性示例，阵列106的感测元件的数目N可以在64(例如，8×8阵列)量级，以能够以所需要的灵敏度提供对整个预定区域的覆盖。

进一步地，图2A所示的系统可以包括壳体(图2A中未示出但稍后在图2B中示出为壳体236)，壳体被配置为容纳例如至少无线电力传输线圈226、铁氧体228、感测元件阵列106和潜在的屏蔽件230。壳体可以由任何合适的材料(例如，硬塑料、陶瓷等)制成，并且可以被设计为提供结构支撑，例如以支撑可能经过壳体的各种对象(诸如车辆)的重量。在一些实现中，壳体可以由非导电材料制成以避免干扰磁场232或与磁场232交互。在一个示例性实现中，感测元件阵列106定位在无线电力传输线圈226与壳体236之间(如果需要，具有其他中间层)使得多个感测元件106a、106b、……、106n中的感测元件定位为更靠近可能停留在壳体236的表面上并且在电力传输期间磁场水平可能较高的对象。

功率转换电路222的全部或仅一部分也可以容纳在壳体236中。尽管在一些实现中，功率转换电路222可以与容纳无线电力传输结构224的壳体236分开容纳。在一些情况下，功率转换电路222容纳在壳体236中，但位于屏蔽件230的与铁氧体228相对的另一侧。

图2B图示了参考图2A并且适用于WEVC应用的无线电力传输系统200的一部分250的垂直剖视图。该部分250包括基座侧(例如，传输)无线电力传输结构224和车辆侧(例如，接收)无线电力传输结构260。基座侧无线电力传输结构224包括由导电材料制成的屏蔽件(背板)230、铁氧体层228和无线电力传输线圈226。它还包括壳体236，壳体236被配置为容纳无线电力传输线圈226、铁氧体228和屏蔽件230。此外，壳体236被配置为容纳作为对象检测电路100的一部分的感测元件阵列106，如图2A所示。在一些实现中，屏蔽件230可以形成壳体236的一部分。功率转换电路222未示出，但可以被电连接到无线电力传输线圈226或者一部分或全部也可以容纳在壳体236中。

车辆侧无线电力接收结构260包括无线电力传输线圈266、铁氧体层268和由导电材料制成的屏蔽件270。在一些实现中，屏蔽件270可以由铁氧体268和无线电力传输线圈266所附接到的装置的一部分(例如，车辆的金属底部)形成。在这种情况下，提供了被配置为容纳无线电力传输线圈266和铁氧体268的壳体276，但是壳体276不会容纳屏蔽件270。然而，其中屏蔽件270(例如，背板)被包括在壳体276中的其他实现也是可能的。功率转换电路222未示出，但可以被电连接到接收线圈268或者一部分或全部也可以容纳在壳体276中。

基座侧无线电力传输结构224可以被配置为生成磁场232。车辆侧无线电力结构260可以被配置为经由磁场232感应地接收电力。磁通量232在壳体236的表面处可以处于特定水平(通量密度)。在一些情况下，当壳体236的表面更靠近无线电力传输结构226时，在壳体236的顶面处或附近的通量密度可能比周围区域稍高。此外，由于无线电力传输结构224可以定位在地面或其他面向顶部的表面上，所以对象110可以停在壳体236的顶面处，如图2B所示。如果正在传输电力，则对象110由此可能潜在地暴露于高水平的磁通密度。对象检测电路100被配置为使用感测元件阵列106检测对象110。

感应对象检测技术

图3至图8图示了基于测量可以与图1的对象检测电路100结合使用的至少一个电气特性的不同技术的示例。这些示例是为了说明感测和测量技术的原理，而没有示出对象检测电路100的所有细节。特别地，它们没有示出可能需要的其他信号处理和评估电路，例如，基于测量到的电气特性的变化来检测对象。为了说明的目的和简单起见，这些技术通过单个感测元件来说明，尽管可应用于多个感测元件(例如，感测元件106a、106b、……、106n)，如下面参考图10至图14所述。

图3A示出了电路300以图示用于基于在具有电感L₁的感测线圈302(例如，平面多匝线圈)(其可以表示例如感测元件106a)的端子处测量的复阻抗Z₁的变化来感应感测对象110的存在的技术。该技术在本文中也称为阻抗感测方法。在对象110不存在的情况下阻抗Z₁相对于阻抗Z_1,0的变化ΔZ₁可以指示对象110的存在。由于例如导电材料、铁磁材料、以及可能位于感测线圈302附近的介电材料(例如，塑料壳体236)，当感测线圈302被集成到如图2A所示的无线电力传输结构224中时，也可以产生阻抗的变化。这种材料的存在在图3A中由材料310(阴影区域)指示。材料310还可以包括承载感测线圈302或感测线圈嵌入其中的电介质的介电衬底(例如，在印刷电路板(PCB)设计的情况下)。材料310的影响通常会产生感测线圈302的电感、电阻以及其自电容相对于其在自由空间中测量的电感、电阻和自电容的变化。材料310的影响被认为已经被包括在阻抗Z_1,0中。

图3A的电路300图示了用于测量阻抗Z₁的技术，其中由电流源306提供的具有限定频率、幅值和相位的正弦电流I₁被施加到感测线圈302并且其中跨感测线圈302的端子的开路电压V₁被测量。开路电压V₁使用灵敏的高阻抗电压测量电路304来测量，使得电压测量电路304的端子处几乎为零电流这种阻抗测量技术在本文中也称为电流源电压测量方法。在一些实现中，参考图1，电流源306和电压测量电路304可以是测量和检测电路108的一部分。电压测量电路304可以频率选择性(窄带)调谐到感测频率f_s(电流源的频率)，感测频率f_s可以例如在MHz范围内。感测线圈302的阻抗Z₁＝Z_1,0+ΔZ₁可以通过将测量电压V_1,0+ΔV₁除以限定(已知)电流I₁来确定，其可以更正式地表示为

使用理想电流源306，例如由于对象110的存在而导致的阻抗Z₁的变化ΔZ₁表现为电压V₁的变化ΔV₁，而电流I₁保持不受影响。因此，测量电压V₁的变化ΔV₁可以相当于测量阻抗Z₁的变化ΔZ₁。换言之，电压V₁可以指示阻抗Z₁。

尽管本文中未示出，但也考虑了其他阻抗测量技术，例如，通过施加具有限定电压V₁(幅值和相位)的正弦电压源并且使用敏感(例如，频率选择性)低阻抗电流测量电路在感测线圈302处测量电流I_1,0+ΔI₁。这种阻抗测量技术在本文中也称为电压源电流测量方法。

在电流源电压测量方法的实现中使用的电流源306可以以准理想电流源为特征。准理想正弦电流源可以定义为具有足够大(但有限)的源阻抗的正弦信号源，使得其输出电流的分数变化的幅度|ΔI₁/I_1，0|是电压的分数变化的幅度|ΔV₁/V_1，0|的至少1/10，其中ΔI₁和ΔV₁分别表示由于对象110的存在而导致的其输出电流I_1,0和电压V_1,0的复幅值(幅度和相位)的变化，其中I_1,0和V_1,0分别是指在对象110不存在的情况下其输出电流和电压的复幅值。更正式地，这个定义可以用下面的不等式来表达

该定义(等式(3))可以应用于电流源(例如，电流源306)，该电流源可以用于基于本文中描述的阻抗或互阻抗感测技术中的任何一种的实现。在任何情况下，等式(3)中的电压V_1,0和ΔV₁是指跨电流源(例如，电流源306)的输出的相应电压，并且电流I_1,0和ΔI₁是指电流源的输出处的相应电流。

同样，电压源电流测量方法的实现中的电压源可以以准理想电压源为特征。准理想正弦电压源可以定义为具有足够小(但非零)的源阻抗的正弦信号源，使得其输出电压的分数变化的幅度|ΔV₁/V_1，0|是其输出电流的分数变化的幅度|ΔI₁/I_1，0|的至少1/10，其中ΔV₁和ΔI₁分别表示由于对象110的存在而导致的其输出电压和电流的复幅值(幅度和相位)的变化，V_1,0和I_1,0分别表示在对象110不存在的情况下其输出电压和电流的复幅值。

上述定义可以推广到非正弦信号(任意波形)源，其中复阻抗和复幅值的概念可能不直接适用。这可以通过用复傅立叶级数逼近信号并且将上述定义应用于复傅立叶级数的个体频率分量来实现。

在实现中使用的电压测量电路304的特征可以在于准理想电压测量电路304，准理想电压测量电路304的输入阻抗幅度足够大，使得由准理想电压测量电路304产生的测量误差ε的幅度(复数值)小于用理想电压测量电路304(无限输入阻抗)测量的电压V_1,∞的幅度的10％。更正式地，该定义可以表示为

其中V₁是指用准理想电压测量电路304(有限输入阻抗)测量的电压。该定义(等式(5))可以应用于电压测量电路(例如，电压测量电路304)，该电压测量电路可以用于基于本文中描述的阻抗和互阻抗感测技术中的任何一种的实现。在任何情况下，等式(5)中的电压V₁和V_1,∞是指跨电压测量电路(例如，电压测量电路304)的输入的相应电压。

包括对象110的电路模型的图3A的电路300的等效电路在图3B中示出。在该等效电路中，感测线圈302由均示出为温度θ的函数的等效电感L₁(θ)和等效损耗电阻R₁(θ)表示。如前所述，电感L₁(θ)可以包括由于材料310的存在而导致的电感的变化。取决于材料310的电磁特性，这可以是如在自由空间中测量的电感L₁(θ)的减少或增加。

损耗电阻R₁(θ)可以包括两个电阻分量。第一电阻分量可以归因于在感测频率f_s下体验到的感测线圈的导电结构(例如，铜线或PCB迹线)的电阻(受趋肤和邻近效应的影响)。第二电阻分量可能是由于材料310中的损耗效应(例如，涡流和/或磁滞损耗)。可以理解，两个电阻分量都可能受到热效应的影响，例如，如果无线电力传输结构224的壳体236内部的温度升高，它们可能会增加。例如，对于在-20℃至+80℃的范围内的温度变化，感测线圈302的铜绕组的DC电阻可能会变化40％，它可以被指定用于室外环境中的安装并且假定为0.004Ω/K的铜的温度系数和线性关系。考虑到趋肤和邻近效应，在感测频率f_s(例如，在MHz范围内)下，这种电阻变化可能更小(大约20％)，因为感测线圈302的导电结构(例如，导线)内部的电流分布也随电导率而变化并且因此随温度而变化。如果材料310中的涡流损耗是主要损耗效应，则可以预期第二电阻分量的类似变化。为了比较，假定图1的对象检测电路100的成本优化实现提供多个感测线圈106a、106b和106n，每个感测线圈具有60x80mm量级的形状因子，由小对象110(例如，回形针)产生的百分比变化|ΔZ₁|/R₁(θ)可能仅为0.1％量级。该示例表明，如果对象检测电路100在室外环境中操作，则阻抗Z可能随时间发生显著变化。鉴于这种热效应的大小，对象检测可能需要差分检测方法(例如，时间差分检测方案)而不是在绝对基础上的检测(绝对检测)，例如，通过将测量阻抗Z₁与参考值Z_1,ref进行比较，该参考值已经在校准过程中确定，例如在安装或调试无线电力传输结构224时，如下面进一步讨论的。

虽然预期等效损耗电阻R₁(θ)(阻抗Z₁的实部)中可能会出现显著的热漂移，但以感测频率f_s测量的感测线圈302的等效电感L₁(θ)(阻抗Z₁的虚部除以2πf_s)中也可能存在热效应。等效电感L₁(θ)的变化可能是由于感测线圈的内部电感的变化，该内部电感也可能随温度θ而变化，因为感测线圈302的导线内部的电导率(例如，铜的电导率)以及因此电流分布(趋肤和邻近效应)可能会随温度而变化。等效电感L₁(θ)的热变化也可能源自例如承载感测线圈阵列106的PCB的热膨胀，也可能源自感测线圈阵列106由于热膨胀而相对于材料310的微机械运动。此外，如果材料310包括铁磁材料(例如，铁氧体)，则它们可以由温度相关磁导率产生，而如果材料310包括影响感测线圈302的自电容的介电材料(例如，FR4 PCB衬底)，择它们也可以由温度相关介电常数产生。在在MHz范围内以频率f_s操作的图1的对象检测电路100的某些实现中，这种热电容效应可能变得显著。

在图3B中，对象110由等效电感L₃和等效损耗电阻R₃建模，等效损耗电阻R₃由对象110通常可以存储和耗散电能这一事实证明。LR模型可以应用于在感测频率f_s下呈现导电但非铁磁性的金属对象110。它可能不适用于在感测频率f_s下呈现铁磁或电介质的对象110，如下面进一步讨论的。在感测频率f_s下不表现出明显铁磁效应(例如，相对磁导率μ_r>1)的对象110可以称为非铁磁对象。相反，在感测频率f_s下呈现铁磁性的导电对象110称为铁磁导电对象110。铁磁导电对象110的建模可能比图3B中通过等效LR电路模型所示的更复杂。对象110与感测线圈302之间(电感L₃与电感L₁之间)的磁耦合由耦合因子k₁₃建模。具有很多不同类型的非铁磁对象110的实际经验表明，对象110相对于感测线圈302的位置和取向的变化主要影响耦合因子k₁₃，但通常对其LR模型的参数影响较小。因此，作为第一近似，非铁磁对象110可以用L₃和R₃的固定参数建模，而不管其位置和取向。电阻R₃和电感L₃也都可以是对象110的温度的函数，尽管在图3B中没有指出。对象110中的热效应可能不太相关，利用R₃和L₃中的温度依赖性的图1的对象检测电路100的某些实现除外，例如，通过基于与感应加热对象110的无线电力传输的磁场水平(例如，在f_wpt＝85kHz)的相关性来检测对象，如下面进一步更详细地描述的。

定义角感测频率

ω_s＝2πf_s， (4)

在对象110不存在的情况下，感测线圈302在感测频率f_s下的阻抗

Z_1，0＝R₁+jω_sL₁， (5)

对象110的阻抗

Z₃＝R₃+jω_sL₃， (6)

以及对象110与感测线圈302之间的互感

在对象110存在的情况下在感测线圈302的端子处测量的阻抗Z₃可以表示为

Z₁＝Z_1，0+ΔZ₁＝Z_1，0+α₁₃ ²Z₃ ^*， (8)

其中

其中α₁₃表示变换因子，Z₃*表示Z₃的共轭复数。

等式(8)和(9)示出了图3B中的对象110的等效电路模型可以被抽象掉作为与图3C所示的感测线圈的等效电路(L₁(θ)，R₁(θ))串联的阻抗(阻抗变化)

ΔZ₁＝α₁₃ ²Z₃ ^*。 (10)

假定标量(非复数)耦合因子k₁₃，变换因子α₁₃也是标量，阻抗的变化ΔZ₁反映对象110的阻抗相对于Q因子或阻抗Z3的角度(变元)的共轭复数。Q因子可以归因于对象110，因为对象110通常可以存储和耗散能量。当受到由感测线圈302生成的感测磁场时，涡流被感应到金属对象110中。能量存储在由对象110中的感应涡流产生的次级磁场中(电感L₃)中并且耗散在其电阻R₃中。对象110的Q因子可以定义为

同样，Q因子可以归因于如下定义的阻抗变化ΔZ₁(对象110的反射阻抗)

其中Re{·}和Im{·}表示实部和虚部。与Q₃之间的关系可以表示为

ΔZ₁的Q因子等于对象110的符号反转Q因子。替代地，使用阻抗的角度arg{·}，该关系可以表示为

arg{ΔZ₁}＝-arg{Z₃}。 (14)

等式(10)表明，具有有限电导率的非铁磁性金属对象110的存在(可以用电阻R₃＞0和电感L₃＞0建模)产生正Re{ΔZ₁}和负Im{ΔZ₁}。否则，它会导致电路300中的等效电阻的增加和等效电感的减小(破坏)。

图3D示出了其中可能发生不同类型(类别)的对象110的阻抗变化ΔZ₁(响应)的复平面330或更精确地是包括象限1和4的复半平面。更具体地，图3D示出了与不同类别的对象110相对应的阴影区域(角度范围)，其中如果对象110被放置在感测线圈302附近，则可以在感测频率f_s(例如，在MHz范围内)下测量ΔZ₁。为了强调不同类别的对象110的特性，图3D中指示的角度范围可能不是按比例绘制的，并且应当被视为定性的而非定量的。实际角度范围还可以取决于特定感测频率f_s。由于某些类别的对象110的Q因子通常随频率增加，因此当感测频率f_s增加时，某些区域将更靠近虚轴。

具有良好导电表面的非铁磁性对象110(例如，具有等于或厚于涡流穿透(皮肤)深度δ的涂层的镀铜硬币)可能会在复平面330的第四象限中在靠近负虚轴的角度范围331内产生ΔZ₁，以指示具有相对较高Q因子Q₃的对象110。

同样在第四象限中的角度范围332可能是一片薄箔或金属化(镀铝)纸的特征。这种非铁磁对象110可以表现出比例如镀铜硬币更低的Q因子Q₃。如果金属(例如，铝)涂层的电导率σ低于铜并且涂层的厚度小于理论趋肤深度，则尤其如此

其中μ₀表示磁导率常数，μ_r表示相对磁导率为1。

角度范围333可以是一些铁磁钢对象(例如，螺母)的响应ΔZ₁的典型值。这些对象110是导电的，但也表现出相对磁导率μ_r>1。这些对象110中的铁磁性的影响可以是三重的。首先，它可以增加感测线圈302的电抗Im{Z₁}。其次，与具有相同电导率σ的相等但非铁磁对象相比，它可以增加损耗电阻Re{Z₁}，因为趋肤深度起δ减小，因此电阻R₃随着磁导率μ_r的增加而增加，如等式(15)所示。第三，由于对象110是导电的，它也可能同时破坏感测线圈302的电抗。因此，在复平面330的第四或第一象限中，由一些铁磁钢对象110(例如，螺母)产生的净响应可以在角度范围333内接近实轴(例如， )。利用检测对象110的实现，例如，仅基于电抗Im{ΔZ₁}的变化，这样的对象110可以呈现为隐形对象110。

直径d远小于其长度l的圆柱形状的铁磁钢对象110(例如，钉子、销钉、钢丝片)可能会在第一象限在45°附近的334角范围内产生响应ΔZ₁，具体在某种程度上取决于其相对于感测磁场的取向。对于这类对象110，增加电抗Im{Z₁}的铁磁效应可能比其导电性的电抗破坏效应大得多。这些对象110可以产生阻抗变化ΔZ₁，其具有接近于1的正Q因子

具有低电阻损耗的铁磁非导电对象110(例如，一块铁氧体)可以在靠近正虚轴的角度范围335内产生响应ΔZ₁，其对应于高正Q因子

角度范围335中的类似响应ΔZ₁也可以由具有低电阻损耗的介电非导电对象110(例如，人手、装满水的塑料瓶)产生。介电对象110可以通过由感测线圈302的自电容生成的电场与感测线圈302交互，该自电容可以由与感测线圈302的等效电路并联的电容C_1,self建模(在图3B中未示出，但考虑合并到等效电感L₁中)。在感测线圈302附近具有低电阻损耗的介电非导电对象110通常可增加自电容C_1,self，导致电抗增加(Im{ΔZ₁}>0)，从以下等式可以看出：

其中L_1,ex表示感测线圈302的电感，不包括自电容。

在对象检测电路100的一些方面，感测线圈302可以用于活体对象的电容感测，例如人手、猫、或主要是电介质并且可以位于感测线圈302附近的任何其他动物。这样的用例可能需要对象检测电路100将介电对象与金属对象区分开，例如，如果活体对象检测的规则和过程将不同于应用于金属对象检测的规则和过程。

在角度范围332、333和334内产生响应ΔZ₁的对象110在暴露于无线电力传输的强磁场(例如，在f_wpt＝85kHz)时可能会由于其损失(低Q因子)而受到显著的感应加热。对于可以在角度范围334内传输阻抗变化的圆柱形铁磁对象110可能尤其如此。钢对象110的铁磁性可以饱和，例如，以1mT的均方根磁通密度水平。对于高于该水平的通量密度，可能会出现过度的滞后损失和随之而来的加热效应。该对象类别的特征可以在于最高损耗功率密度(例如，每单位表面积的瓦特)和最高温度。因此，在对象检测电路100的一些方面，可能需要选择性地增加对这种类别的对象110的灵敏度。

为了区分某些类别的对象110和/或增加对某些类别的对象110的灵敏度，在一个方面，对象检测电路100可以被配置为至少相对于其角度arg{ΔZ₁}以足够的准确度来测量阻抗变化ΔZ₁。如果对象检测电路100采用如结合图9进一步描述的时间差分检测方案，则可能需要更高的准确度(例如，角度保真度)。由于对象110靠近感测线圈302导致的连续测量的阻抗Z₁的序列(时间序列)的快速(例如，突然)变化ΔZ₁可能导致时间差分检测器暂时产生指示ΔZ₁的输出。相比之下，由于对象110从感测线圈302附近移开而导致的快速(例如，突然)变化ΔZ₁可能导致时间差分检测器暂时产生指示-ΔZ₁(符号相反)的输出。因此，时间差分检测器的输出可能落在复平面330的所有四个象限中，这取决于对象110的特性(例如，阻抗)以及它是被带到感测线圈302的附近还是从其附近移开。在对象检测电路100的一些方面，可能需要区分进入预定空间的对象110和离开该空间的对象110。因此，图1的对象检测电路100的一些实现可以被配置为至少相对于其角度arg{ΔZ₁}提供阻抗测量的准确校准。对于依赖于经受测量误差的阻抗测量电路(例如，包括准理想电流源306和准理想电压测量电路304)的图1的对象检测电路100的实现尤其如此。

在图1的对象检测电路100的一些其他方面，对象检测灵敏度可以定义为在对象110存在时产生的阻抗变化ΔZ₁，其被归一化为|Z_1，0|，即在对象110不存在的情况下测量的阻抗的大小。这种归一化阻抗变化(灵敏度)在本文中也称为分数变化ΔZ₁/|Z_1，0|。对于非铁磁对象110，分数变化可以表示为

对于具有足够的高(本机)Q因子的感测线圈302

幅度阻抗|Z_1，0|近似为感测线圈302的电抗ω_sL₁，因此等式(17)可以改写为

用等式(6)、(7)、(9)和(11)代入α₁₃和Z₃，等式(19)可以仅在耦合因子k₁₃和对象110的Q因子Q₃方面表达如下：

对于具有足够高的Q因子Q₃>>1的对象110，等式(20)可以改写为

等式(21)表明，分数变化ΔZ₁/|Z_1，0|的虚部近似为耦合系数k₁₃的平方，而实部是Q₃倍以下。

在对象检测电路100的一些方面，分数变化|ΔZ₁|/|Z_1，0|可以确定电压测量电路304所需要的动态范围。可以理解，具有低分数变化|ΔZ₁|/|Z_1，0|的对象110的检测就固有热噪声和量化噪声而言(例如，如果电压测量电路304包括放大器和/或模数转换器)需要高动态范围，从而需要具有更高性能的组件。因此，分数变化|ΔZ₁|/||Z_1，0|可能会间接影响对象检测电路100的成本。因此，可能需要增加由对象110在相对于感测线圈302的给定位置和取向处产生的分数变化|ΔZ₁|/|Z_1，0|。

另一方面，分数变化|ΔZ₁|/|Z_1，0|由于温度相关阻抗Z_1，0而还可以至少部分确定对象检测电路100的温度灵敏度，如先前结合图3B讨论的。在对象检测电路100的一些方面，可能需要降低温度灵敏度。温度灵敏度可以例如相对于实部定义为由于温度变化Δθ引起的阻抗变化Re{δZ_1，0}与由对象110产生的阻抗变化Re{δZ₁}的比率。例如相对于实部的该比率也可以表示为分数变化Re{δZ_1，0}/|Z_1，0|和Re{ΔZ₁}/|Z_1，0|的比率

并且相应地对于虚部

等式(22)表明，如果分数变化Re{ΔZ₁}/|Z_1，0|增加，则相对于实部的温度灵敏度可能会降低，前提是分数变化Re{δZ_1，0}/|Z_1，0|不会因这种改进而增加。这对于等式(23)所示的虚部也可能有效。

对于在足够靠近感测线圈302的位置处的对象110，分数变化|ΔZ₁|/|Z_1，0|可以通过减小感测线圈302的尺寸来增加。在基于多个感测线圈106a、106b、......、106n的图1的对象检测电路100的一些实现中，可以使用较小感测线圈尺寸，这可导致较大数目的感测线圈。

在某些位置和取向的对象110的分数变化|ΔZ₁|/||Z_1，0|的增加还可以通过感测线圈302的优化设计来实现。例如，感测线圈302可以通过展开(螺旋)绕组(与图3A所示的更集中的绕组相反)来实现，该绕组对于放置在感测线圈302中心附近的对象110可以提供更大的分数变化|ΔZ₁|/|Z_1，0|。

在图1的对象检测电路100的一些其他方面，还可以相对于噪声来定义对象检测灵敏度，例如，在信噪比(SNR)方面，如下：

其中V_1，n表示等效在电压测量电路304的带宽B_m中在感测频率f_s下的均方根噪声电压。等效噪声电压源V_1，n(图3C中未示出)可以被认为与图3C的等效电路中的阻抗Z₁串联。这种等效噪声电压源通常可以包括各种电路固有和外部噪声源的影响。

电路固有噪声可以包括由电阻R₁和在电压测量电路304中生成的热噪声。在电压测量电路304中产生的噪声可以包括热噪声和量化噪声，例如，如果电压测量电路304涉及模数转换转换器(ADC)。电路固有噪声还可以包括在电流源306中生成的噪声，例如产生跨阻抗Z₁的噪声电压的噪声电流分量。在电流源306的一些实现中，该噪声电流可以包括加性噪声、相位噪声和调幅(AM)噪声。加性噪声可以包括在电流源306的电路中生成的热噪声。如果电流源涉及数字信号合成和数模转换器(DAC)，则它也可以包括量化噪声。在一些实现中，DAC量化噪声的影响可能表现为对电流幅度的确定性误差而不是随机噪声分量。在一些实现中，电流I₁的幅度可以由具有1/f特性的低频噪声分量调制，例如，如果电流源306涉及生成低频噪声的DC电源电压调节器。因此，图1的对象检测电路100的一些实现使用关于所有种类的噪声分量被优化以最大化关于电路固有噪声的灵敏度(例如，由等式(24)定义的SNR)的电流源306和电压测量电路304。

在图1的对象检测电路100的一些实现中，使用与无线电力传输结构224一起集成到壳体236中的感测元件阵列106，如图2A所示。当无线电力传输系统活动时，由功率转换电路222产生的无线电力电磁场中的开关噪声可以被电感和/或电容地耦合到感测线圈302中。该电路外部噪声分量可以包括宽带和窄带噪声(例如，谐波噪声)。因此，在包括对象检测电路100的无线电力传输系统200的一些实现中，例如通过使用额外滤波来抑制感测频带中的噪声来针对噪声对功率转换电路222进行优化。此外，电压测量电路304可以被配置为最小化电路外部噪声源的影响。在对象检测电路100的一些实现中，以与电压测量电路304的带宽B_m相对应的频谱分辨率来监测噪声谱以标识具有最低噪声水平并且在由对象检测电路100确定的一些操作频率限制内的潜在感测频率f_s。作为优化的一部分，对象检测电路100可以在提供最低噪声水平的频率处选择感测频率f_s。这样的过程可以用于最大化如等式(24)关于电路外部噪声所定义的的SNR，并且因此最大化对象检测电路100的灵敏度，例如，在存在切换噪声的情况下。

图4A示出了电路400，其示出了用于感应地检测对象110的存在的另一技术。电路400使用具有电容C的电容器420来补偿具有电感L₁的感测线圈302的电抗ω_sL₁。电路400使用与结合图3A的电路300描述的相同的电流源电压测量技术来测量阻抗Z_1c＝Z_1c,0+ΔZ₁，其现在包括补偿(调谐)电容器420的电抗。在对象检测电路100的一些实现中，电容器420可能不完全补偿在指定感测频率f_s(例如，在MHz范围内)处的感测线圈302的电抗。然而，限定感测频率f_s的电流源的频率可以是可调节的，从而可以在对象110不存在的情况下调谐LC电路以改善补偿(谐振)。

图4A的电路400的等效电路在图4B中示出。感测线圈302由等效电感L₁(θ)和等效损耗电阻R₁(θ)表示，并且补偿电容器420由其等效电容C(θ)表示，所有这三个都被示出为温度θ的函数。如前所述，由于材料310的存在，电感L₁(θ)和电阻R₁(θ)可以分别包括电感和电阻的变化。取决于材料310的电磁特性，这可能是在自由空间中测量的电感L₁(θ)和电阻R₁(θ)的减小或增加。如前所述，对象110通过阻抗变化ΔZ₁被抽象掉。

在完美的电抗补偿(调谐)的情况下，在对象110不存在的情况下测量的阻抗Z_1c，0可能仅包括等效电阻R₁(θ)。假定完美补偿，由部分阻抗变化定义的检测灵敏度可以表示为

并且在感测线圈302的Q因子Q₁、耦合系数k₁₃和对象110的Q因子Q₃方面为

对于具有足够高的Q因子Q₃＞＞1的非铁磁对象110，等式(26)可以改写为

这表明，使用电抗补偿通过电路400可以实现的分数变化|ΔZ₁|/|Z_1c，0|是通过图3A的电路300获取的分数变化|ΔZ₁|/|Z_1，0|的Q₁倍。因此，在对象检测电路100的一些方面，如图4A的电路400所示的电抗补偿可以增加对各种对象的灵敏度。

在基于电容补偿阻抗感测的图1的对象检测电路100的一些实现中，阻抗测量可能会受到测量误差的影响。电抗补偿可以为阻抗测量的精确校准提供手段，例如，出于如先前结合图3A的电路300讨论的目的，相对于角度arg{Z_12c}。在对象检测电路100的一些示例性实现中，电流源306的频率f_s被调谐使得幅度阻抗|Z_1c，0|在对象110不存在的情况下几乎变为最小值，这表示已知，在对象110不存在的情况下，最小值|Z_1c，0|理想地对应于零角(arg{Z_1c，0}＝0)，对象检测电路100可以作为校准过程的一部分通过旋转阻抗平面来校正实际测量的阻抗测量，使得Im{Z_1c，0}消失。

在对象检测电路100的某些实现中，电抗补偿可以允许电压测量电路304的动态范围要求减少与感测线圈302的Q因子Q₁相对应的倍数，以忽略温度漂移的任何裕度。例如，假定Q因子Q₁＝40，所需要的动态范围可以减少32dB。这可能导致电压测量电路304针对诸如温度漂移、湿气、热和量化噪声、DC电源的噪声和不稳定性等影响的稳健性的总体增加，并且最终降低电路复杂性并且节省一些组件的成本(例如，低噪声放大器、模数转换器、电源)。

在使用具有输入电压限制的电压测量电路304的图1的对象检测电路100的一些实现中，电抗补偿还可以允许感测电流I₁增加Q₁倍，这又会导致相对于耦合到感测线圈302中的外部噪声(例如，为无线电力传输而生成的电磁场中的高频噪声和谐波)的信噪比(SNR)的增加。

此外，在对象检测电路100的一些实现中，使用串联电容器420连同在感测频率f_s处呈现高输入阻抗并且在低频处呈现低阻抗的电压测量电路304的电抗补偿可以形成高通滤波器以衰减低频信号分量，例如在无线电力传输频率f_wpt(例如，85kHz)处，如结合图10更详细地描述的。注意，在无线电力传输期间，相对较强的低频分量可能被感应到感测线圈302中。这可能导致对电流源306和电压测量电路304在动态范围、过压能力等方面的要求放宽。

然而，在某些方面，电抗补偿可能不会降低对象检测电路100的温度灵敏度，它可以分别类似于等式(22)和(23)定义，因为电抗补偿可能不会降低由于温度变化Δθ导致的变化δZ_1c,0。相反，如果补偿电容器420也是温度θ的函数，则Im{δZ_1c,0}的变化通常可以大于Im{δZ_1,0}。因此，在对象检测电路100的一些实现中，通过使用具有低温度系数(例如，NP0型)或具有补偿或部分补偿感测线圈的阻抗Z_1,0的温度漂移的温度系数的电容器来降低温度灵敏度。

虽然图3A和图4A的电路300和400分别示出了用于基于测量感测线圈302的自阻抗Z₁或电容补偿自阻抗Z_1c来检测对象110的技术，但是图5A的电路500示出了用于基于测量具有电感L₁的第一(初级)感测线圈512与具有感测线圈布置510的电感L₂的第二(次级)感测线圈514之间的跨阻抗Z₁₂来检测对象110的另一种技术。至于自阻抗技术，在对象110不存在的情况下跨阻抗Z₁₂相对于跨阻抗Z_12,0的变化ΔZ₁₂可以指示在两个感测线圈512和514中的至少一个附近对象110的存在。

在一些实现中，感测线圈布置510的初级感测线圈512和次级感测线圈514是平面多匝线圈并且被布置为使得在两个感测线圈之间存在磁耦合(例如，感测线圈可以如图5A所示重叠)。当两个感测线圈512和514与无线电力传输结构224一起集成到壳体236中(如图2A所示)时，由于如先前讨论的材料310的存在，也可能经历跨阻抗ΔZ₁₂的变化。材料310的存在在图5A中由阴影区域示出。材料310还可以包括承载两个感测线圈512和516的介电衬底、或感测线圈嵌入其中的介电介质(例如，在印刷电路板(PCB)设计的情况下)。材料310的影响通常可以分别产生感测线圈512和514的自阻抗Z_1,0和Z_2,0以及相对于这些阻抗的跨阻抗Z_12,0的变化，如在自由空间中测量的。材料310的影响被认为已经被包括在Z_1,0、Z_2,0和Z_12,0中。

图5A的电路500示出了用于基于电流源电压测量方法测量跨阻Z₁₂的技术。由电流源306提供的具有限定频率、幅度和相位的正弦电流I₁被施加到初级感测线圈512，并且跨次级感测线圈514的端子的开路电压V₂被测量。开路电压V₁使用灵敏的高阻抗电压测量电路304测量，使得在次级感测线圈514的端子处几乎存在零电流参考图1，电流源306和电压测量电路304可以是测量和检测电路108的一部分。电压测量电路304可以是调谐到感测频率f_s(电流源的频率)的频率选择性的(窄带)，如先前结合图3A的电路300讨论的。两个感测线圈512和514之间的跨阻Z₁₂＝Z_12,0+ΔZ₁₂可以通过将测量电压V_2,0+ΔV₂除以限定(已知)电流I₁来确定，其可以更正式地表示为

使用理想电流源306，例如由于对象110的存在导致的跨阻抗Z₁₂的变化ΔZ₁₂表现为电压V₂的变化ΔV₂，而电流I₁保持不受影响。因此，测量电压V₂的变化ΔV₂可能相当于测量跨阻Z₁₂的变化ΔZ₁₂。换言之，电压V₂可以指示跨阻Z₁₂。在图5A的电路500的实现中使用的电流源306和电压测量电路304可以分别以准理想电流源和准理想电压测量电路为特征，如结合图3A的电路300限定的。

与在单个感测线圈302处测量的自阻抗相反，在一对感测线圈(例如，512和514)之间测量的跨阻抗取决于测量技术(例如，取决于感测线圈512和514的负载条件)。用图5A的电路500所示的电流源电压测量方法测量的跨阻抗也可称为互阻抗。例如通过将由电压源提供的具有限定频率、幅度和相位的正弦电压V₁施加到初级感测线圈512并且使用灵敏的(例如，频率选择性的)低阻抗电流测量电路在次级感测线圈514处测量短路电流I₂＝I_2,0+ΔI₂实现的其他测量技术(本文中未示出)通常测量不同跨阻抗，如下面结合图5C进一步讨论的。

包括对象110的电路模型的图5A的电路500的等效电路在图5B中示出。在该等效电路中，初级感测线圈512和次级感测线圈514每个分别由等效电感L₁(θ)和L₂(θ)以及等效损耗电阻R₁(θ)和R₂(θ)表示，所有这些都示出为温度θ的函数。等效损耗电阻R₁(θ)和R₂(θ)每个可以包括由于感测线圈的导电结构(例如，铜线或PCB迹线)中的损耗而导致的第一电阻分量和由于材料310中的损耗效应而导致的第二电阻分量，如先前结合图3B讨论的。感测线圈512和514之间的磁耦合由复耦合因子k ₁₂(θ)表示，其也示出为温度θ的函数，如下面进一步解释的。如前所述，相应等效电感和电阻L₁(θ)、L₂(θ)、R₁(θ)和R₂(θ)、以及耦合因子k ₁₂(θ)可以包括由于材料310的存在而导致的变化。由于材料310的电磁特性通常可能与温度相关，因此对于耦合因子k ₁₂(θ)，可以预期一些温度相关性。由于材料310导致的k ₁₂(θ)的变化可以包括分别由于材料310中的反应和电阻(损耗)效应但也可以由于相互损耗效应(例如，由初级感测线圈512的磁场产生的次级感测线圈514中的涡流损耗效应)而引起的实部和虚部。实分量与互感M₁₂有关，表示为

而虚部可以被认为与互阻有关，表示为

图5B示出了初级感测线圈512和次级感测线圈514中的每个分别以耦合因子k₁₃和k₂₃磁耦合到由LR模型(L₃，R₃)表示的对象110，如先前例如参考图3B讨论的。对象110在线圈布置510附近的存在的影响可以是三重的。首先，它会产生阻抗Z₁的变化ΔZ₁，因为它将在感测线圈512的端子处测量。其次，它会产生阻抗Z₂的变化ΔZ₂，因为它将在感测线圈514的端子处测量。第三，它会产生在感测线圈512与感测线圈514之间测量的互阻抗Z₁₂的变化ΔZ₁₂。这些变化的等式可以从图5B所示的等效电路模型的电路分析中获取。在对象110不存在的情况下定义初级感测线圈512的阻抗

Z_1,0＝R₁+jω_sL₁, (31)

在对象110不存在时次级感测线圈514的阻抗

Z_2，0＝R₂+jω_sL₂， (32)

对象110的阻抗

在对象514不存在的情况下，感测线圈512和514之间的互阻抗

初级感测线圈512与对象模型110之间的互阻抗

次级感测线圈514与对象110的模型之间的互阻抗

并且应用基尔霍夫的电流和电压定律提供以下等式组：

Z_1，0I₁-Z₁₂I₂-Z₁₃I₃-V₁＝0， (37)

Z₁₂I₁-Z_2，0I₂-Z₂₃I₃-V₂＝0， (38)

Z₁₃I₁-Z₂₃I₂-Z₃I₃＝0。 (39)

Z₁、Z₂和Z₁₂的变化的等式可以通过代入下式消除等式(37)和(38)中的变量I₃来获取

得到以下等式对

括号中表达式的第二项可以被认为是由对象110产生的阻抗变化，其现在可以表示为

使用标量变换因子

等式(40)、(41)和(45)示出，三个阻抗变化中的每个与Z3*成比例，从而反映对象110在其Q因子Q₃方面的特性，如先前结合图3B讨论的。

图5C示出了图5A的电路500的等效电路。感测线圈布置512由包括以下各项的“T”等效电路模型(变压器模型)表示：第一串联支路阻抗

Z₁-Z₁₂＝R₁-R₁₂+jω_s(L₁-M₁₂)+ΔZ₁-ΔZ₁₂， (48)

第二串联支路阻抗

Z₂-Z₁₂＝R₂-R₁₂+jω_s(L₂-M₁₂)+ΔZ₂-ΔZ₁₂， (49)

和并联支路阻抗

Z₁₂＝R₁₂+jω_sM₁₂+ΔZ₁₂。 (50)

这三个支路阻抗中的每个由电感、电阻、和由于对象11O的存在而导致的阻抗变化组成。更精确地，图5B的等效电路示出了分别通过第一和第二串联支路阻抗ΔZ₁-ΔZ₁₂和ΔZ₂-ΔZ₁₂中的阻抗变化Z₁-Z₁₂和Z₂-Z₁₂并且通过并联支路阻抗Z₁₂中的互阻抗ΔZ₁₂的变化抽象掉的对象110的模型。虽然出于说明性目的和简单起见而未在图5C中示出，但是等效电路元件中的每个可以是温度相关的。

考虑到电流源电压测量方法指示初级感测线圈512中的电流I1并且在次级感测线圈514的端子处测量开路电压V₂ 可以理解，漏电感L₁-M₁₂和L₂-M₁₂、等效串联电阻R₁-R₁₂和R₂-R₁₂、阻抗变化ΔZ₁-ΔZ₁₂和ΔZ₂-ΔZ₁₂在理想情况下对跨阻测量没有影响。在理想情况下，使用电流源电压测量方法测量的跨阻抗由称为互阻抗的并联支路阻抗决定

类似于等式(16)，基于互阻抗感测技术的图1的对象检测电路100的灵敏度可以定义为在对象110存在的情况下产生的互阻抗变化ΔZ₁₂，其被归一化为|Z_12，0|，即在对象110不存在的情况下测量的互阻抗的大小。这种归一化互阻抗变化(灵敏度)也可以称为分数变化ΔZ₁₂/|Z_1，0|。使用等式(45)，由于非铁磁对象11o的存在而导致的分数变化可以表示为

对于具有足够高的互感的感测线圈布置510

ω_sM₁₂＞＞R₁， (53)

幅度互阻抗|Z_12，0|近似为互阻抗ω_sM₁₂，因此等式(52)可以改写为

用等式(46)、(47)、(9)和(11)代入α₁₃、α₂₃和Z3，等式(54)可以仅在耦合因子k₁₃、k₂₃、k₁₂和对象110的Q因子Q₃方面表达如下，类似于等式(20)：

对于具有足够高的Q因子Q₃＞＞1的对象110，等式(55)可以改写为

对于具有的紧密耦合感测线圈布置510的特殊情况(例如，如图5F所示，在彼此之上使用两个相同感测线圈并且具有零位移，结果可能是感测线圈512和514提供到对象110的大约相等的耦合在这种特殊情况下，等式(56)可以改写为

等式(57)表明，互阻抗感测技术具有提供与自阻抗感测(等式(21))相等的灵敏度(分数变化)的潜力，假定这两种感测方法(图3A的电路300和图5A的电路500)到对象110的耦合相等。

如先前结合图3C讨论的，对于噪声也可以预期潜在相等的灵敏度。如果电路外部噪声是主要噪声源并且如果感测线圈302和514相同，则可以针对电路300和500两者假定相等的等效噪声电压电平(V_1，n＝V_2，n)。此外，假定在电路300和500中具有相等的电流电平I₁和到对象110的近似相等的耦合，并且对于初级感测线圈512和次级感测线圈514可以预期来自这两种感测方法(电路300和500)的相等的SNR

然而，在k₁₃≠k₂₃的情况下(例如，初级感测线圈和次级感测线圈被物理移位，例如，如图5D所示)，可以预期来自互阻抗感测(电路500)的SNR较低。

如前所述，互阻抗ΔZ₁₂的变化是angle-true(arg{ΔZ₁}＝-arg{Z₃})，这表示，它反映对象110的电磁特性(阻抗Z3)。该特征可以允许对象检测电路100区分某些类别的对象和/或增加对某些类别的对象的灵敏度，如先前结合自阻抗感测技术(电路300)讨论的，如图3A所示。

在一些方面，可以使用其他跨阻抗测量技术，例如，如先前结合图3A的电路300所述的电压源电流测量方法。电压源电流测量方法导致的跨阻Z₁₂的变化ΔZ₁₂的表达式也可以从等式组(41)和(42)中获取。设置V₂＝0(跨电流测量电路的电压)并且求解电流I₂得出由于对象110的靠近而导致的跨阻变化

可以理解，括号中的表达式通常是非标量(复数)变换因子。因此，跨阻抗的变化ΔZ₁₂可能不再与对象110的符号反转阻抗-Z₃成比例，因此arg{ΔZ₁₂}≠-arg{Z₃}。此外，所得到的角度arg{ΔZ₁₂}可以随着对象110相对于感测线圈布置510的位置和取向而变化。在跨阻抗感测的一些方面，这一发现可以被认为是电压源电流测量方法的困难之处。

在基于互阻抗感测技术的图1的对象检测电路100的一些实现中，对象检测电路100被配置为出于先前结合图3A至图3D描述的目的校准互阻抗测量。然而，校准的实现在某些方面可能导致更高的电路复杂性和成本，例如，如果与结合图4A讨论的使用感测频率调谐的电容补偿自阻抗感测的各方面相比。

图5D至图5H是示出可以用于跨阻抗(例如，互阻抗)感测的平面感测线圈布置510的各种示例性实现的剖视图。

图5D示出了感测线圈布置510的实现，其中感测线圈512和514共面并且相邻。该感测线圈布置510可以应用于使用多个基本相等的感测元件106a、106b、……、106n的实现，每个感测元件包括布置为阵列106的单个平面感测线圈，参考图2A。可以使用多路复用器电路系统临时配置成对的相邻感测线圈(例如，感测线圈106a和106b)，如参考图10进一步讨论的。第一对可以由感测线圈106a和106b配置，第二对可以由感测线圈106b和106c配置，第三对可以由感测线圈106c和106d配置，等等。临时(例如，顺序)配置的感测线圈对可以重叠。还可以理解，在这样的实现或操作中，可以潜在地配置的双重感测线圈布置510的数目大于阵列106的感测元件的数目N。

图5E示出了感测线圈布置510的另一实现，其中感测线圈512和514部分重叠。该感测线圈布置510可以应用于使用多个基本相等的感测元件106a、106b、……、106n的实现，每个感测元件包括布置为具有第一平面和第二平面的阵列106的单个平面感测线圈。第一平面中的感测线圈相对于第二平面中的感测线圈偏移感测线圈的宽度的一半。例如在第一平面中具有初级感测线圈512并且在第二平面中具有次级感测线圈514的成对的重叠的感测线圈可以使用多路复用器电路系统在时间上(例如，顺序地)配置，如参考图10进一步讨论的。第一对可以由第一平面中的感测线圈106a和第二平面中的感测线圈106b配置，第二对可以由第二平面中的感测线圈106b和第一平面中的感测线圈106c配置，第三对可以由第一平面中的感测线圈106c和第二平面中的感测线圈106d配置，等等。以这种方式临时配置的感测线圈对可以重叠。

图5F示出了感测线圈布置510的另一实现，其中感测线圈512和514完全重叠(在彼此之上)。该感测线圈布置510可以应用于使用布置为阵列106的多个感测元件106a、106b、……、106n的实现。多个感测元件106a、106b、……、106n中的每个包括堆叠在彼此之上的一对平面感测线圈。该感测线圈布置510也可以被认为是双线绕组结构，其中第一绕组设置在第一平面中并且第二绕组设置在第二平面中。

图5G示出了感测线圈布置510的又一示例性实现，其中感测线圈512和514共面并且布置在彼此内部。该感测线圈布置510可以应用于使用布置为阵列106的多个感测元件106a、106b、……、106n的实现。每个感测元件包括布置在彼此内部的一对共面感测线圈。

图5H示出了感测线圈布置510的又一实现，其中感测线圈512和514共面并且交错。参考图2A，该感测线圈布置510可以应用于使用布置为阵列106的多个感测元件106a、106b、……、106n的实现。每个感测元件包括一对交错的共面感测线圈。该感测线圈布置510也可以被认为是在同一平面中具有第一绕组和第二绕组的双线绕组结构。

图6A示出了电路600以说明基于如先前参考图5A至图5H所述的互阻抗感测方法的另一技术。如在图5A的电路500中，使用电流源电压测量技术以及包括具有电感L₁的初级感测线圈512和具有电感L₂的次级感测线圈514的感测线圈布置510(例如，图5E的感测线圈布置510)来测量在对象110存在的情况下的互阻抗Z₁₂＝Z_12，0+ΔZ₁₂。图6A示出了感测线圈514相对于感测线圈512位移了量D。图6A还指示通过重叠区域的第一磁通量Φ₁和通过感测线圈514的非重叠区域的相反方向上的第二磁通量Φ₂。可能存在位移D，其中由初级感测线圈512生成并且穿过次级感测线圈514的的净磁通量ΔΦ＝Φ₁-Φ₂几乎为零(通量平衡)，导致在对象110不存在的情况下几乎为零的耦合然而，如先前结合图3A描述的在材料310存在的情况下，完美的磁通平衡(零耦合)可能无法实现。材料310的损失可能导致通量Φ₂相对于通量Φ₁的小的异相分量，使得对于某些限制内的任何位移D，净通量ΔΦ可能永远不会完全消失。在一方面，初级感测线圈512与次级感测线圈514之间的位移D可以被调节以减少耦合。在一些实现中，耦合水平可以忽略不计或至少降低到低于阈值。在对象检测电路100的一些方面，位移D可以通过设计来调节，以用于感测线圈512和514之间的最小幅度耦合|k ₁₂|，其对应于在对象110不存在的情况下的最小幅度互阻抗|Z_12，0|＝|R₁₂+jω_sM₁₂|。在通量平衡处或附近操作的互阻抗感测技术可以称为通量平衡互阻抗感测。

在对象检测电路100的一些实现中，通量平衡互阻抗感测用于增加灵敏度(分数变化ΔZ₁₂/|Z_12，0|)，如等式(54)针对互阻抗感测而限定的。可以理解，与例如被设计用于最大耦合的图5A的电路500的灵敏度相比，通过设计具有提供最小幅度耦合|k ₁₂|＝|k ₁₂|_min的最佳位移D的感测线圈布置510利用图6A的电路600可实现的最大灵敏度导致显著更高的灵敏度。本示例中的灵敏度增益可以近似量化为1/|k ₁₂|_min。

图6B示出了图6A的电路600的简化等效电路。感测线圈布置512由忽略第一和第二串联支路阻抗的简化的“T”等效电路模型表示，如先前参考图5C所述。对于电流源电压测量方法，这种简化可能是允许的，因为第一和第二串联支路阻抗在互阻抗测量中实际上没有影响。该简化的等效电路仅包括并联支路阻抗Z₁₂，包括剩余互感M₁₂、剩余电阻R₁₂、和表示被抽象掉的对象110的互阻抗变化ΔZ₁₂。

磁通平衡阻抗感测也可以使用特殊感测线圈布置510来实现，如图6C中的电路600所示。在该示例性实现中，初级感测线圈512与次级感测线圈512具有不同拓扑，使得通过次级感测线圈514的净磁通量ΔΦ＝Φ₁-Φ₂以及因此耦合|k ₁₂|在对象110不存在的情况下几乎为零(或靠近于零)。图6C将初级感测线圈512示出为“八字形”或“DD”型线圈，而次级感测线圈514被示出为“圆形”型线圈。可以理解，存在在次级感测线圈514中提供通量平衡的其他实现或组合。在一些示例性实现中，初级感测线圈512是“圆形”型线圈并且次级514是“DD”型线圈。

在基于通量平衡互阻抗感测技术的图1的对象检测电路100的一些实现中，感测元件阵列106与无线电力传输结构224一起集成到壳体236中，如图2B所示。对于这样的实现，多个感测元件106a、106b、......、106n(感测元件阵列106)中的感测元件的设计可能需要一些修改以充分补偿如先前结合图3A限定的材料310的通量不平衡效应。对于多个感测元件106a、106b、......、106n中的每个感测元件，这些设计修改可以是个体的。然而，即使有这样的修改，在多个感测元件中的每个中也可能无法实现最小可实现耦合|k₁ ₂|_min，例如，因为集成影响难以预测或者可能由于机械变化、老化、温度变化等而随时间变化，从而导致一些灵敏度损失。因此，原位调节通量平衡可能是合乎需要的。

不管用于通量平衡互阻抗感测的感测线圈布置510如何，可能存在对象110的位置，其中即使对于非常靠近感测线圈布置510的对象110，磁通量也保持几乎平衡，这表示灵敏度降低或几乎为零但是，需要注意，盲点(灵敏度低于阈值的所有位置的总和)可能非常窄。因此，对象110停在盲点的可能性非常低。这些位置也可能在某种程度上取决于对象110的类型、大小和方向。在基于图6C的感测线圈布置510的一些实现中，如果硬币搁置在平行于平面感测线圈布置510的平面中的大表面之一上并且如果硬币的中心限定了硬币的位置，则可以在沿其垂直对称轴的狭窄区域中找到例如硬币的盲点(图6C中未示出)。在使用感测线圈阵列(例如，感测线圈阵列106)的一些实现中，使用重叠感测线圈布置510减少或消除盲点。

图7A示出了电路700，其示出了另外的技术，该技术也可以称为通量平衡互阻抗感测。电路700也基于电流源电压测量方法。它包括感测线圈布置710，感测线圈布置710包括具有电感L₁和电感L₃的两个初级感测线圈512和516以及具有电感L₂的次级感测线圈514。初级感测线圈512和516中的每个由分别传送电流I₁和I₂的第一电流源306和第二电流源308驱动，例如，具有在MHz范围内的正弦电流。次级感测线圈514被电连接到电压测量电路504，以测量开路输出电压V₃。传送电流I₂的第二电流源308在幅度和相位上是可控的，使得电路700可以被操作使得由感测线圈512和516生成并且穿过次级感测线圈514的磁通量分量抵消(基本为零的通量或至少非常低的通量)，从而导致在对象110不存在的情况下基本为零的输出电压图7还示出了在感测线圈布置710附近的示例性位置处的对象110。由于输出电压V₃是两个初级电流I₁和I₂的函数，跨阻抗的定义(例如，等式(28))通常可能不适用。因此，该技术可以依赖于测量输出电压V₃，并且对象110基于输出电压V₃相对于在对象110不存在的情况下测量的电压V_3,0的变化ΔV₃来检测。

图7B示出了分别包括感测线圈512、516和514的等效损耗电阻R₁、R₂和R₃的电路700的等效电路。第一初级感测线圈512与次级感测线圈514之间以及第二初级感测线圈516与次级感测线圈514之间的耦合分别由复耦合因子k ₁₃和k ₂₃表示，如先前结合图3B讨论的。两个初级感测线圈512和516之间的耦合也可能存在，但在图7B中被省略，因为它通常与电流源电压测量方法无关。它还包括对象110(L₄，R₄)的等效电路模型和分别由耦合因子k₁₄、k₃₄和k₂₄表示的到每个感测线圈(512、514和516)的对应耦合。

图7C示出了电路700的简化等效电路以说明输出电压V₃中的电压抵消效果。该等效电路包括简化的“T”等效电路(变压器)模型，对于两个传输路径I₁至V₃和I₂至V₃中的每个，该模型分别简化为并联支路(互)阻抗Z₁₃和Z₂₃。每个并联支路阻抗Z₁₃和Z₂₃包括互感M₁₃和M₂₃、分别与耦合因子k ₁₃和k ₂₃的虚部相对应的等效损耗电阻R₁₂和R₂₃。并联支路阻抗Z₁₃和Z₂₃中的每个还包括表示被抽象掉的对象110的模型的互阻抗变化ΔZ₁₃和ΔZ₂₃。图7C还分别指示两个初级电流I₁和I₂以及由此产生的跨并联支路阻抗Z₁₃和Z₂₃的部分电压V₁₃和V₂₃。使用上述限定，输出电压V₃＝V_3，0+ΔV₃可以表示为

V₃＝V_3，0+ΔV₃＝(Z₁₃+ΔZ₁₃)I₁+(Z₂₃+ΔZ₂₃)I₂， (60)

其使用互阻抗的定义

类似于例如等式(47)，互阻抗的变化可以写为

ΔZ₁₃＝α₁₄α₃₄Z₄ ^*， (63)

ΔZ₂₃＝α₂₄α₃₄Z₄ ^*， (64)

其中Z₄ ^*表示对象110模型的共轭复阻抗。类似于等式(48)和(49)，标量变换因子如下获取：

考虑等式(60)及以下等式，可以理解，在对象110不存在的情况下，存在提供几乎为零的输出电压的电流对I₁和I₂。假定第二电流源308可以在幅度和相位方面精确地调节到所需要的值，可以实现完美的电压消除。如果材料310在损耗角方面不均等地影响耦合因子k ₁₃和k ₂₃，从而导致arg{k ₁₃}≠arg{k ₂₃}，则可能需要相位调节。

电压抵消效应通常不适用于由对象110产生的电压变化，因此在对象110存在的情况下可能存在净输出电压ΔV₃＝ΔV₁₃+ΔV₂₃≠0。然而，至于图6A和图6C的通量平衡互阻抗感测技术，可能存在净电压响应低于阈值或者甚至几乎为零的对象位置的区域(盲点)，其可以正式地表示为

对于某些对象(例如，硬币)和方形感测线圈512、514和516，可以沿着与感测线圈布置710的对称线(图7a中未示出)相对应的感测线圈514的对角线找到盲点。除了盲点，图7A的感测线圈布置710可以在由三个感测线圈512、514和516跨越的整个区域之上并且甚至在该区域之外在某种程度上提供灵敏度。

理论上，电路700可以提供相对于分数变化ΔV₃/|V_3，0|的无限灵敏度。然而，在实践中，灵敏度可能会受到电气和机械不稳定性以及噪声的限制。

考虑等式(60)及以下等式，可以理解，如果电流I₁和I₂的相位角相似()，则电路700潜在地允许出于如先前结合图3D讨论的目的的angle-true阻抗测量。如果材料310在损耗角方面类似地影响耦合因子k ₁₃和k ₂₃使得则该条件可以满足。假定可以使用比率V₃/I₁或比率V₃/I₂来确定对象110的阻抗Z₃的角度arg{Z₃}。替代地，电压V₃可以与电流I₁和I₂的平均值有关。

在对象检测电路100的一些实现中，感测线圈512、514和516可以分别对应于例如参考图2A的感测元件阵列106的感测元件106a、106b、106c。在一些实现中，感测线圈布置710被临时地(例如，顺序地)配置用于通过使用多路复用器电路系统的三个相邻感测元件(例如，感测元件106a、106b、106c)来进行磁通补偿互阻抗感测，如参考图11进一步讨论的。第一感测线圈布置710可以包括作为次级感测线圈514的感测线圈106a、作为第一初级感测线圈512的感测线圈106b、和作为第二初级感测线圈516的感测线圈106c。第二感测线圈布置710可以包括作为次级感测线圈514的感测线圈106b、作为第一初级感测线圈512的感测线圈106c、和作为第二初级感测线圈516的感测线圈106d等。以这种方式临时配置的感测线圈三元组可以是重叠的。如果多个感测线圈布置710的盲点不重叠(不相交)，则重叠感测线圈布置710可以减少或消除如先前结合图7C讨论的盲点。还可以理解，在这样的实现中，可以潜在地配置的感测线圈布置710的数目大于阵列106的感测元件的数目N。多个感测元件106a、106b、……、106n中的三个感测元件的任何组合可能潜在地用于感测线圈布置710。

图7D至图7H是示出可以用于通量平衡互阻抗感测的平面感测线圈布置710的各种示例性实现的剖视图。

图7D示出了感测线圈布置710的实现，其中感测线圈512、514和516是共面并且相邻的。该感测线圈布置710可以应用于使用多个基本相等的感测元件106a、106b、……、106n的实现，每个感测元件包括布置为阵列106的单个平面感测线圈，参考图2A。三元组的相邻感测线圈(例如，感测线圈106a、106b、106c)根据图7A的电路700配置并且类似于图5D的描述。

图7E示出了类似于图5E的另一示例性实现，其中感测线圈512、514和516部分重叠。该感测线圈布置710可以应用于使用多个基本相等的感测元件106a、106b、……、106n的实现，每个感测元件包括布置为具有第一平面和第二平面的阵列106的单个平面感测线圈，并且其中第一平面中的感测线圈相对于第二平面中的感测线圈偏移感测线圈的宽度的一半。三元组的相邻感测线圈(例如，感测线圈106a、106b、106c)可以类似于图5E的描述被临时地(例如，顺序地)配置。临时(例如，顺序)配置的感测线圈三元组可以重叠。还可以理解，在这样的实现或操作中，可以潜在地配置的三重感测线圈布置510的数目大于阵列106的感测元件的数目N。

图7F示出了类似于图5F的感测线圈布置710的另一实现，其中感测线圈512、514和516完全重叠(在彼此之上)。该感测线圈布置710可以应用于使用布置为阵列106的多个感测元件106a、106b、……、106n的实现。多个感测元件106a、106b、……、106n中的每个包括堆叠在彼此之上的三元组的平面感测线圈。该感测线圈布置710也可以被认为是三线绕组结构，其中第一绕组设置在第一平面中并且第二绕组和第三绕组分别设置在第二平面和第三平面中。

图7G示出了类似于图5G的感测线圈布置710的又一实现，感测线圈512、514和516共面并且布置在彼此内部。该感测线圈布置710可以应用于使用布置为阵列106的多个感测元件106a、106b、……、106n的实现。每个感测元件包括布置在彼此内部的三元组的共面感测线圈。

图7H示出了类似于图5H的又一实现，其中感测线圈512、514和516共面并且交错。该感测线圈布置710可以应用于使用布置为阵列106的多个感测元件106a、106b、……、106n的实现。每个感测元件包括三元组的交错的共面感测线圈。该感测线圈布置710也可以被认为是在同一平面中具有第一绕组、第二绕组和第三绕组的三线绕组结构。

虽然图7D和7E的实现可以在对象110存在的情况下提供实质的净响应ΔV₃，但是图7E至图7H的实现可能没有。对于基于图7F的实现尤其如此，其中三个感测线圈512、514和516之间的垂直间距相对较小。在这种实现中，对象110几乎相等地影响互阻抗Z₁₃和Z₂₃ 由于并且因此非常低的净响应ΔV₃可能导致对象110的存在，如等式(60)所示。这对于对象110的任何位置都可以成立。

在基于图7A所示的通量平衡互阻抗感测技术的图1的对象检测电路100的一些实现中，对象检测电路100被配置为出于先前结合图3A至图3D描述的目的校准互阻抗测量。然而，这种校准的实现在某些方面可能需要更高的电路复杂性和成本，例如，与结合图4A讨论的使用感测频率调谐的电容补偿自阻抗感测的各方面相比。

图8A的电路800示出了一种结合如先前参考图4A和图5A讨论的若干优点并且避免了与先前参考图6A和6C讨论的盲点相关的某些问题的技术。这种技术称为电容补偿互阻抗感测。电路800也基于电流源电压测量方法。感测线圈布置510用于感测对象110。感测线圈布置510包括具有电感L₁的初级感测线圈512和具有电感L₂的次级感测线圈514，每个感测线圈具有第一端子和第二端子。电路800还包括具有电容C的电容器820(补偿或调谐电容器)。电容器820具有第一端子和第二端子。电容器820的第一端子被电连接到感测线圈512和514中的每个的第二端子。此外，电路800包括交流电源306，交流电源306的频率可调谐并且以感测频率f_s驱动电流I₁流入初级感测线圈512。电流源306被电连接到初级感测线圈512的第一端子和电容器820的第二端子(在一些实现中，电容器820的第二端子被电连接到参考地电位)。电路800还包括被配置为测量输出电压V₂＝V_2,0+ΔV₂的电压测量电路304。电压测量电路304被电连接到次级感测线圈514的第一端子和电容器820的第二端子。电压测量电路304可以是频率选择性的(窄带)并且调谐到感测频率f_s。图8A还通过阴影区域指示材料310的存在。

包括对象110的电路模型的图8A的电路800的等效电路在图8B中示出。在该等效电路中，初级感测线圈512和次级感测线圈514每个分别由等效电感L₁和L₂以及等效损耗电阻R₁和R₂表示。虽然未在图8B中示出，但是这些元素中的每个可以是温度θ的函数。等效损耗电阻R₁和R₂每个可以包括由于感测线圈的导电结构(例如，铜线或PCB迹线)中的损耗而导致的第一电阻分量和由于材料310中的损耗效应导致的第二电阻分量，先前结合图3B讨论的。感测线圈512和514之间的磁耦合由复耦合因子k ₁₂表示，其也可以是温度θ的函数，如先前结合图5B和5C解释的。还如前所述，等效电感和相应电阻L₁、L₂、R₁和R₂、以及耦合因子k ₁₂可以包括由于材料310的存在而导致的变化。由于材料310的电磁特性通常可以是温度相关的，对于耦合因子k ₁₂预期可能会有一些温度相关性。由于材料310引起的k ₁₂的变化可以包括分别由于材料310中的电抗和电阻(损耗)效应以及如前所述的感测线圈512和514中的互损耗效应导致的实部和虚部。实部与等式(29)限定的互感M₁₂相关，而虚部与等式(31)限定的等效互阻R₁₂相关。图8B示出了初级感测线圈512和次级感测线圈514中的每个分别以耦合因子k₁₃和k₂₃磁耦合到由LR模型(L₃，R₃)表示的对象110，如先前例如参考图3B讨论的。补偿电容器以其等效电容C出现，该等效电容C也可以是温度θ的函数，这取决于电容器的类型，如先前结合图4A讨论的。

图8C示出了图8A的电路800的简化等效电路。感测线圈布置512由忽略第一串联支路阻抗和第二串联支路阻抗的简化“T”等效电路模型表示，如先前参考图6B讨论的。这个简化的等效电路仅包括并联支路阻抗，现在称为电容补偿互阻抗Z_12c。它包括互感M₁₂、等效互阻R₁₂、现在与互感M₁₂串联出现的电容C、以及表示被抽象掉的对象110的等效互阻抗变化ΔZ₁₂。

使用电流源电压测量方法测量的跨阻理想情况下仅由补偿互阻抗Z_12，c确定，并且可以表示为

基于等式(70)，可以理解，存在角感测频率ω_s，其中电容器820完美地补偿互感M₁₂(或互感ω_sM₁₂)使得

Z_12c，0＝R₁₂ (71)

这种情况也可以被认为是某种谐振，并且可以通过调谐电流源的频率f_s来实现，使得由|Z_12c，0|表示的在对象110不存在的情况下的互阻抗Z_12c的大小成为最小值。

假定完美补偿并且使用等式(46)、(47)和(52)，由分数互阻抗变化限定的电容补偿互阻抗感测的检测灵敏度可以表示为

定义感测线圈布置510的互阻抗的Q因子

等式(72)可以在Q₁₂、耦合因子k₁₃、k₂₃、|k ₁₂|和对象110的Q因子Q₃方面表达如下，类似于等式(56)：

对于具有足够高的Q因子Q₃＞＞1的非铁磁对象110，等式(74)可以改写为

表明，可以使用互感补偿用图8A的电路800实现的分数变化|ΔZ₁₂|/|Z_12c，0|是用图5A的电路500获取的分数变化|ΔZ₁₂|/|Z_12，0|的Q₁₂倍。因此，在对象检测电路100的一些方面，如图8A的电路800所示的互电抗补偿可以被认为是对如图5A的电路500所示的电感感测技术的改进。

对于具有的紧密耦合感测线圈布置510的特殊情况(例如，使用在彼此之上并且具有零位移的两个相同(或基本相似)的感测线圈512和514，如图5F所示，可能的结果是，感测线圈512和514两者提供到对象110的大约相等的耦合在这种特殊情况下，等式(75)可以改写为

此外，使用等式(29)和的假定以及两个相同的感测线圈512和514(L₁＝L₂)，得出

互阻抗的Q因子(等式(73))也可以表示为

此外，假定与图4A的电路400的感测线圈302相同(或基本相似)的图8A的电路800的感测线圈512和514中的每个、对于电路800和400的到对象110的相同耦合k₁₃、相同对象110和相同材料310，可以预期电路800相对于电路400的Q因子Q₁具有更高的Q因子Q₁₂。注意，R₁₂不包括感测线圈512和514的绕组的电阻，因此可以预期R₁₂＜R₁。然而，除了由于材料310中的损耗引起的电阻贡献(其可能与R₁₂和R₁类似是固有的)，等效互阻R₁₂还可以包括来自互损耗效应的电阻分量，例如在由初级感测线圈512的磁场产生的次级感测线圈514中的涡流损耗效应。该损耗电阻分量可以通过在两个感测线圈512和514之间保持小的垂直距离(例如，在图5F的感测线圈布置510中)来减小，使得仍然有效。因此，在一方面，提供两个感测线圈512和514之间的小的垂直距离以减小损耗电阻。实际上，感测线圈512和514可能存在使Q₁₂最大化的最佳间距。在集成到使用相同感测线圈的无线电力传输结构236中的非优化实验装置中发现Q因子的增益为四倍，所有感测线圈512、514和302的引线长度相等。

基于将阻抗的分数变化与温度灵敏度相关联的等式(22)和(23)，如果与补偿阻抗感测(例如，图4A的电路400)相比，可以预期来自电容补偿互阻抗感测的潜在较低的温度灵敏度。

在基于电容补偿互阻抗感测的图1的对象检测电路100的一些实现中，互阻抗测量可能会受到测量误差。类似于电抗补偿，例如，在图4A的电路400中，为了如先前结合图3A的电路300讨论的目的，互阻抗补偿可以提供用于例如相对于角度arg{Z_12c}的互阻抗测量的精确校准的机制。在对象检测电路100的一些示例性实现中，电流源306的频率f_s被调谐使得幅度阻抗|Z_12c，0|在对象110不存在的情况下几乎变为最小值，这表示已知，在对象11O不存在的情况下，最小值|Z_12c，0|理想地对应于零角(arg{Z_12c，0}＝0)，对象检测电路100可以作为校准过程的一部分通过旋转阻抗平面来校正实际测量的互阻抗，使得Im{Z_12c，0}消失。

与图4A的电路400中的补偿电容器420一样，补偿电容器820与在感测频率f_s下呈现高输入阻抗并且在低频下呈现低阻抗的电流源306和电压测量电路304一起可以形成高通滤波器以衰减低频信号分量，例如，在如结合图12更详细地描述的无线电力传输频率f_wpt下。这可能导致对电压测量电路304和电流源306在动态范围、过压能力等方面的要求放宽，如先前结合图4A的电路400讨论的。

互阻抗感测的多路复用实现

图9是示出对象检测电路100的示例实现或操作的电路900的框图。该框图可以应用于如参考图3A至图8A所述的阻抗和跨阻抗(例如，互阻抗)感测技术及其变体中的任何一种以及各种阻抗或跨阻抗测量方法(例如，如先前参考图3A和图5A所述的电流源电压测量方法)。电路900包括驱动器电路910、与驱动器电路910相关联的控制电路950、多个感测电路104、测量电路920、以及与测量电路920相关联的控制、处理和评估电路960。

由感测电路104a、104b、一些点和感测电路104n示出的多个感测电路104可以包括任何数目N(例如，N＝64)个感测电路。多个感测电路104在本文中也称为多个感测电路104a、104b、......、104n。多个感测电路104a、104b、......、104n中的每个包括如先前参考图1所述的多个感测元件106a、106b、......、106n中的相应感测元件。每个感测元件可以包括一个或多个感测线圈(例如，如先前参考图5A至图8A所述的一些互阻抗感测技术可能需要的感测线圈布置510)。多个感测元件106a、106b、……、106n可以布置为阵列(例如，如先前参考图1和2A所述的阵列106)。在使用如参考图4A和8A所述的阻抗或互阻抗的电容补偿的图1的对象检测电路100的一些实现中，多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个可以包括补偿(调谐)电容器(例如，分别如图4A或8A所示的电容器420或820)。多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个可以基本调谐到标称感测频率。在一些实现中，多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个具有共同的标称感测频率。在其他实现中，多个感测电路104a、104b、……、104n中的感测电路有意或无意地调谐到不同标称感测频率。

驱动器电路910(例如，参考图3A的电流源306的一部分)被电连接到多个感测电路104a、104b、……、104n。在一些实现中，驱动器电路910被配置为作为电流源(例如，如结合图3A所述的电流源306)操作并且选择性地(例如，顺序地)向多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个施加操作(感测)频率f_s的感测电流信号I₁(如图9所示)。在其他实现中，驱动器电路910被配置为作为例如如结合图3A所述的电压源操作并且选择性地(例如，顺序地)向多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个施加操作(感测)频率f_s的感测电压信号V₁(如图9所示)。在其他实现中，驱动器电路910被配置为作为既不以电流源也不以电压源为特征的源操作。为了测量阻抗或互阻抗的目的，驱动器电路910可以生成具有限定频率、幅度和相位的正弦感测信号。对图9的电路900以下描述假定正弦感测信号。然而，应当理解的是，如先前结合图3A讨论的，在某些实现中可以使用其他感测信号波形。

驱动器电路910可以被配置为在对象检测电路100的一些实现或操作中可能需要时一次生成和施加一个以上的感测信号(例如，感测电流信号I₁)。在一些实现或操作中，同时施加的感测信号通常在频率和幅度上可以不同。可以在对象检测电路100的一些实现或操作中使用能够同时生成和施加具有不同感测频率f_s的多个感测信号的驱动器电路910，例如，以加速多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个中的阻抗测量和/或加速多个感测电路对中的每对中的跨阻抗测量，例如，在每个感测电路包括单个感测线圈(例如，感测线圈512或514)的实现中，如参考图5D讨论的。

可以使用被配置为提供两个输出(例如，电流源输出)的驱动器电路910来实现如参考图7A所述的通量平衡互阻抗感测，其中每个输出传送具有相同频率f_s但通常具有不同幅度和相位的正弦信号(例如，感测电流信号I₁)。图11示出了被配置为提供传送相应电流信号I_1a和I_1b的两个电流源输出的驱动器电路910的示例实现。

出于说明的目的示出了被电连接到驱动器电路910的控制电路950以指示对驱动器电路910的控制。

测量电路920被电连接到多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个。在一些实现中，测量电路920被配置为选择性地(例如，顺序地)测量多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个中的电压V₂(如图9所示)并且提供与电压V₂成比例的测量输出V_out。在一些实现中，响应于由驱动器电路910向多个感测电路104a、104b、……、104n中的相应至少一个感测电路施加至少一个感测电流信号I₁，测量输出V_out与多个感测电路104a、104b、……、104n之一中的电压V₂成比例。在其他实现中，测量电路920被配置为选择性地(例如，顺序地)测量多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个中的电流I₂(如图9所示)并且提供与电流I₂成比例的测量输出V_out。在一些实现中，响应于由驱动器电路910向多个感测电路104a、104b、……、104n中的相应至少一个感测电路施加至少一个感测电压信号V₁，测量输出V_out与多个感测电路104a、104b、……、104n之一中的电流I₂成比例。

在对象检测电路100的一些实现中，测量电路920是更复杂的测量电路的模拟前端部分，该电路还包括控制、处理和评估电路960中包括的功能。在某些实现中，测量电路920可以包括多路复用器(例如，多路复用器922)和放大器(例如，放大器924)，如图9中用虚线所示。

在某些实现或操作中，测量电路920被配置为一次测量一个以上的电压V₂或电流I₂并且提供一个以上的相应测量输出V_out。在对象检测电路100的一些实现或操作中可能需要并发的多个电压或电流测量，例如，以加快多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个中和/或多个感测电路104a、104b、……、104n中的成对和/或甚至三元组的感测电路的阻抗和/或跨阻抗和/或通量补偿互阻抗测量，如先前在驱动器电路910的上下文中讨论的。在对象检测电路100的某些操作或操作中，以选择性地施加到多个感测电路104a、104b、……、104n的多个感测信号I₁或V₁中的每个的相应频率f_s频率选择性地同时执行多个电压V₂或电流I₂的测量。

出于说明的目的示出了被电连接到测量电路920的控制、处理和评估电路960以指示测量电路920的控制和进一步处理。

对图9的以下描述假定基于如参考图3A所述的电流源电压测量方法的示例实现。但是，这不应当排除可能适用的其他阻抗或跨阻抗测量方法(例如，电压源电流测量方法)。

如上所述，驱动器电路910被配置为作为至少一个电流源(例如，其特征在于如先前结合图3A限定的准理想电流源)操作并且选择性地(例如，顺序地)向多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个施加操作频率(感测频率)f_s的具有限定幅度和相位的至少一个感测电流信号I₁。在一个操作或实现示例中，一次仅驱动多个感测电路104a、104b、……、104n中的一个感测电路。为了实现对多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个的选择性驱动，驱动器电路910可以包括诸如至少一个信号源912(例如，生成具有限定频率f_s、幅度和相位的正弦感测信号)、至少一个驱动器放大器电路914和至少一个多路复用器电路916(也称为输入多路复用器)等组件。至少一个驱动器放大器电路914被配置为提供电流源输出，该电流源输出的特征在于例如适合于基于从相应信号源912接收的信号选择性地驱动多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个的准理想电流源。至少一个多路复用器电路916可以电连接在相应驱动放大器电路914的输出与多个感测电路104a、104b、……、104n之间，并且被配置为选择性地将多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个连接到相应驱动器放大器电路914的输出。驱动器电路910还可以将至少一个参考信号返回到控制电路950。该至少一个参考信号可以在频率、幅度和相位方面表示相应感应电流信号I₁。该至少一个参考信号可以在控制、处理和评估电路960中使用，例如，用于计算可以与阻抗或跨阻(例如，互阻抗)相关的至少一个比率V_out/I₁(复数值)。

控制电路950被配置为向驱动器电路施加一个或多个控制信号(例如，以控制至少一个多路复用器电路916)以引起至少一个驱动器放大器电路914到多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个的选择性连接并且控制至少一个信号源912的参数(例如，频率、幅度和相位)。在某些实现中，控制电路950还被配置为接收表示来自驱动器电路910的相应感测电流信号I₁的至少一个参考信号。图9示出了与控制、处理和评估电路960电链接的控制电路950。在一些实现中将需要该电链接以在两个电路之间交换信息(例如，将至少一个参考信号传递到控制、处理和评估电路960)。

如上所述，测量电路920被配置为选择性地(例如，顺序地)测量多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个中的至少一个电压V₂并且提供与相应电压V₂成比例的至少一个测量输出V_out。在一个操作或实现示例中，一次仅测量一个电压V₂。测量电路920的至少一个输入可以以参考图3A限定的准理想测量电路为特征。为了在多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个中完成选择性电压测量，测量电路920可以包括诸如至少一个多路复用器电路922(也称为输出多路复用器)和至少一个测量放大器电路924等组件。至少一个测量放大器电路924可以被配置为提供例如如参考图3A限定的准理想电压测量所需要的足够高的输入阻抗、以及其测量输出V_out中的低噪声。至少一个多路复用器电路922可以电连接在相应测量放大器电路924的输入与多个感测电路104a、104b、……、104n之间，并且被配置为选择性地将多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个连接到相应测量放大器电路922的输入。

控制、处理和评估电路960被配置为向测量电路920施加一个或多个控制信号(例如，以控制至少一个多路复用器电路922)以引起至少一个测量放大器电路924到多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个的选择性连接。此外，它被配置为提供所获取的测量数据的进一步的信号处理和评估。控制、处理和评估电路960可以被配置为提供模数信号转换、频率选择滤波、同步检测、组合输出、输出求和、输出平均、输出缩放、输出校正、序列评估(时间序列)、和/或指示阻抗和/或跨阻抗(例如，互阻抗)的输出模式等并且最终基于阻抗或跨阻抗(例如，互阻抗)的变化决定对象(例如，图3A的对象110)是否靠近多个感测元件106a、106b、……、106n中的至少一个感测元件并且至少输出检测假定H_out，如图9所示。

检测假定H_out可以指示对象(例如，对象110)的存在或不存在并且可以由参考图2A的无线电力传输系统200使用以控制无线电力传输。肯定检测假定H_out可以指示对象(例如，对象110)的存在并且可以引起无线电力传输系统200停止无线电力传输或降低电力水平。相反，否定检测假定H_out可以指示对象的不存在并且可以引起无线电力传输系统200继续或恢复无线电力传输或者返回到普通功率电平。在一些实现中，检测假定输出H_out可以包括附加信息(例如，与正假定输出H_out和/或检测置信度值相关联的至少一个感测元件的位置)。

在控制、处理和评估电路960的一些实现或操作中，测量输出的评估基于响应于电流I₁与相应电压V₂成比例的至少一个测量输出V_out。在其他实现或操作中，评估基于与相应(已知)电流I₁相关的至少一个测量输出V_out，例如，基于可以指示阻抗或跨阻(例如，互阻抗)的比率V_out/I₁(复数值)。

在采用参考图3A或图4A的阻抗感测技术的图1的对象检测电路100的实现或操作中，输入多路复用器916和输出多路复用器922被配置和控制以选择性地(例如，顺序地)向多个感测电路104a、104b、......、104n中的感测电路(例如，感测电路104a)施加电流I₁并且选择性地(例如，顺序地)测量同一感测电路(例如，感测电路104a)中的电压V₂。在这种情况下，比率V_out/I₁指示相应感测电路(例如，感测电路104a)的阻抗。可以执行的(自)阻抗测量的最大数目N_imp等于多个感测电路104a、104b、......、104n的数目N。更正式地，

N_imp＝N。 (79)

在使用感测元件阵列(例如，参考图1的阵列106)并且采用例如参考图5A的跨阻抗(例如，互阻抗)感测技术的图1的对象检测电路100的另一实现或操作中，输入多路复用器916和输出多路复用器922被配置和控制以选择性地向多个感测电路104a、104b、......、104n中的第一感测电路(例如，感测电路104a)施加电流I₁并且选择性地测量不同于第一感测电路的第二感测电路(例如，感测电路104b)中的电压V₂。在这种情况下，比率V_out/I₁指示第一感测电路与第二感测电路之间的跨阻。该操作可以应用于例如其中多个感测电路104a、104b、......、104n中的每个包括具有单个感测线圈(例如，感测线圈302)的感测元件的实现中。使用组合学，可以在多个(N个)感测电路104a、104b、......、104n中的成对的感测电路中执行的跨阻抗测量的最大数目N_trans可以正式地表示为

该数字包括相邻和非相邻感测线圈之间的跨阻抗测量。在使用数目N＝64个感测电路的对象检测电路100的示例实现中，每个感测电路包括单个感测线圈，可以在成对的感测电路中执行的跨阻抗测量的最大数目根据等式(83)为N_trans＝2,016。

在采用例如参考图7A的通量补偿互阻抗感测技术的图1的对象检测电路100的进一步实现或操作中，输入多路复用器916和输出多路复用器922被配置和控制以选择性地向第一感测电路(例如，感测电路104a)施加第一电流I₁并且向第二感测电路(例如，感测电路104b)施加第二电流I₁并且选择性地测量多个感测电路104a、104b、……、104n中的第三感测电路(例如，感测电路104c)中的电压V₂。在这种情况下，由于对象(例如，对象110)的存在而导致的测量输出V_out的变化指示第一感测电路(例如，感测电路104a)与第三感测电路(例如，感测电路104c)之间和/或第二感测电路(例如，感测电路104b)与第三感测电路(例如，感测电路104c)之间的跨阻的变化。该操作可以应用于其中多个感测元件106a、106b、……、106n中的每个由单个感测线圈(例如，感测线圈302)组成的实现中。使用组合学，可以在多个(N个)感测电路104a、104b、……、104n中的三元组的感测电路中执行的通量补偿互阻抗测量的最大数目N_fcti可以正式地表示为

该数字包括相邻和非相邻感测线圈之间的磁通补偿互阻抗测量。在使用数目N＝64个的感测电路的对象检测电路100的示例实现中，每个感测电路包括单个感测线圈，可以在三元组的感测电路中执行的磁通补偿跨阻抗测量的最大数目根据等式(81)为N_fcti＝83,328。

在使用多个感测电路的一些实现或操作中，每个感测电路包括单个感测线圈，对象检测电路100仅执行所有可能的跨阻抗或磁通补偿互阻抗测量的子集，如上所述。在示例操作中，跨阻抗或磁通补偿互阻抗测量可以分别限于成对的或三元组的相邻感测线圈。

在一些方面，对象检测电路100对多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个执行阻抗测量，并且另外，在多个感测电路104a、104b、……、104n中的多个成对(或三元组)的感测电路中的每个中执行跨阻抗测量以确定对象(例如，对象110)是否在多个感测线圈106a、106b、……、106n中的感测线圈中的至少一个附近。可以理解，这些附加跨阻抗测量可以提供有助于改进检测灵敏度或可靠性的补充信息，如下面进一步讨论的。

在使用多个感测电路104a、104b、……、104n(每个包括单个感测线圈)的实现或操作中，以时分复用方式执行阻抗和跨阻抗测量可能是耗时的并且可能导致对象检测延迟。如果对象检测电路100被配置为选择性地和并发地将多个感测电流信号I₁施加到多个感测电路104a、104b、……、104n并且响应于电流信号I₁选择性地和并发地测量多个电压V₂以加速阻抗和跨阻抗测量，如前所述，则可能就是这种情况。因此，在某些实现或操作中，对象检测电路100被配置为在对象检测延迟很关键的时候(例如，在活动的无线电力传输期间)执行阻抗测量并且在对象检测延迟不重要的时候执行附加跨阻抗测量(例如，当无线电力传输不活动时)。

在对象检测电路100的某些实现中，由测量电路920提供的测量输出V_out是模拟信号，例如具有与电压V₂的幅度成比例的幅度的正弦信号。如前所述，该模拟测量输出V_out在控制、处理和评估电路960中被进一步处理(例如，数字化、滤波、评估等)。因此，在一些情况下，测量输出V_out也可以是指在控制、处理和评估电路960中产生的输出。这些输出未在图9中示出。

在控制、处理和评估电路960的示例实现或操作中，评估基于绝对检测方案，其中将每个与多个感测电路104a、104b、……、104n中的至少一个感测电路(例如，感测电路104a或一对感测电路104a和104b)相关联的多个测量输出中的至少一个测量输出V_out与相应参考值V_out,0进行比较。至少一个测量输出V_out可以指示阻抗和/或跨阻抗(例如，互阻抗)并且可以是指在控制、处理和评估电路960中处理(例如，滤波、组合、平均等)之后获取的输出。相应参考值V_out,0可以是在对象110不存在的情况下与至少一个感测电路(例如，感测电路104a或一对感测电路104a和104b)相关联的测量输出V_out并且可能已经在校准过程中被确定。在基于绝对检测方案的一些实现或操作中，如果与至少一个感测电路(例如，感测电路104a或一对感测电路104a和104b)相关联的测量输出V_out与相应参考值V_out,0之间的至少一个差值超过阈值，则假定对象(例如，对象110)的存在。该差值可以指示阻抗Z₁的变化ΔZ₁或互阻抗Z₁₂的变化ΔZ₁₂，如先前分别例如参考图3A和图5A限定的。

在控制、处理和评估电路960的示例实现或操作中，评估基于时间差分检测方案，该方案对例如连续测量输出V_out序列(时间序列)的快速(例如，突然)变化敏感，每个连续测量输出与多个感测电路104a、104b、……、104n中的相同的至少一个感测电路(例如，感测电路104a或一对感测电路104a和104b)相关联。测量输出V_out可以指示阻抗和/或跨阻(例如，互阻抗)并且可以是指在控制、处理和评估电路960中处理(例如，滤波、组合、平均等)之后获取的输出。在基于时间差分检测方案的一些实现或操作中，如果与多个感测电路104a、104b、……、104n中的至少一个感测电路(例如，感测电路104a或一对感测电路104a和104b)相关联的测量输出V_out与至少一个第一时间和与相同的至少一个感测电路相关联的测量输出V_out与至少一个第二时间之间的至少一个差值超过阈值，则假定对象(例如，对象110)的存在。使用时间差分检测，当对象进入或离开至少一个感测元件(例如，感测元件106a)的附近时或者通常当它在至少一个感测元件附近移动时，可以潜在地检测到对象。

在控制、处理和评估电路960的另一示例实现或操作中，评估基于对与多个感测电路104a、104b、……、104n中的不同感测电路或不同对感测电路相关联的测量输出V_out之间的差值敏感的感测电路差分检测方案。这种检测方案也可以称为空间差分检测。测量输出V_out可以指示阻抗和/或跨阻(例如，互阻抗)并且可以是指在控制、处理和评估电路960中处理(例如，滤波、组合、平均等)之后获取的输出。在基于空间差分检测方案的一些实现或操作中，如果与多个感测电路104a、104b、……、104n中的至少一个第一感测电路(例如，感测电路104a或一对感测电路104a和104b)相关联的测量输出V_out和与至少一个第二感测电路(例如，感测电路104b)相关联的测量输出V_out之间的至少一个差值超过阈值，则假定对象(例如，对象110)的存在。在真实空间差分检测方案的一些实现或操作中，用于确定至少一个差值的多个测量输出V_out是指基本相同的时间。可以理解，在某些情况下，空间差分检测可能不如时间差分检测灵敏和可靠，因为多个感测电路104a、104b、……、104n中的感测电路可以至少部分不同地(个体地)受温度、机械冲击和老化的影响。

对于仅依赖于绝对检测方案的图1的对象检测电路100的某些实现，如前所述的用于确定参考值的校准可能很重要。此外，绝对检测可能需要电路900，电路900具有相对于温度变化、机械冲击和老化的高电气和机械长期稳定性，或者具有高灵敏度(例如，如先前参考图3A限定的高分数阻抗变化)。对于采用时间差分或空间差分检测方法或其组合的对象检测电路100的实现，校准和长期稳定性可能不太重要。

在一些方面，时间差分检测可能对感测元件阵列(例如，阵列106)的环境中的金属结构的运动敏感。这样的环境影响可以包括集成感测元件阵列的无线电力传输结构224内部的材料(例如，参考图3A的材料310)的微移动。此外，环境影响可以包括当车辆停在无线电力传输结构224上方时包括车辆侧无线电力传输结构260的金属车辆底部结构的运动。车辆底部运动可能例如是由当人们进入或离开车辆时会弹起的车辆悬架系统或由于作用在车身上的风力引起的。来自诸如车辆底部等环境中的金属结构的运动的干扰效应可能在仅基于时间差分方法的对象检测电路100的某些实现中引起错误检测。因此，在某些方面，可能需要减轻这种干扰影响。将时间差分方案与空间差分方案结合起来可能是一种有效区分这样的干扰影响的方法。在空间差分方法中，基于与多个感测电路104a、104b、……、104n中的不同感测电路或成对的感测电路相关联的测量输出V_out之间的差异来确定对象(例如，对象110)的存在，如先前讨论的。在空间差分检测方案的某些实现或操作中，通过评估与至少一个感测电路(例如，感测电路104a或一对感测电路104a和104b)相关联的测量输出V_out与基于多个测量输出V_out而确定的参考值之间的至少一个差值来确定对象的存在，每个测量输出与多个感测电路104a、104b、……、104n中不同感测电路或不同对感测电路相关联。该参考值可以是例如算术平均值、均方根值、中值(第50百分位数)、或从建立在多个测量输出V_out上的直方图导出的任何其他百分位数。可以理解，这种特殊的空间差分方案有可能区分环境影响，例如，来自可能在大多数(集群)感测电路或成对的感测电路中分别产生时变阻抗或互阻抗变化的移动的车辆底部。该特殊方案可以被认为是自动调节由控制、处理和评估电路960用于确定对象(例如，对象110)的存在的决策阈值的机制。更具体地，在一些实现或操作中，控制、处理和评估电路960如上所述自动调节参考值。当车辆底部移动时，参考值可能会升高，从而导致检测阈值升高。增加检测阈值会在一定程度上降低误检率，但也会在一定程度上降低检测灵敏度(检测概率)。因此，对于在车辆移动时进入预定空间的对象，必须接受稍较低的灵敏度。一旦车辆底部静止，检测阈值被自动重新调节，并且对象检测电路100可以恢复到其正常灵敏度(检测概率)并且保持指定的误检测率。

在控制、处理和评估电路960的又一示例实现或操作中，评估基于模式识别方法(例如，基于机器学习原理)。在一些实现或操作中，模式设备可以被认为是空间差分检测的一种形式。与多个感测电路104a、104b、……、104n中的不同感测电路或不同对感测电路或甚至不同三元组的感测电路(例如，参考图7A)相关联的多个测量输出V_out可以被成像作为图案(例如，2D图案或3D图案)。测量输出V_out可以指示阻抗和/或跨阻(例如，互阻抗)并且可以是指在控制、处理和/或评估电路960中的处理(例如，滤波、组合、平均等)之后获取的输出V_out。如果多个测量输出V_out包括指示用感测线圈布置510或710获取的跨阻抗(例如，互阻抗)的输出，如先前分别参考图5D或7D所述，则测量输出V_out的数目N_m可以大于如先前参考等式(79)和(80)讨论的多个感测电路104a、104b、……、104n的数目N。在一些实现或操作中，控制、处理和评估电路960用放置在各种位置和各种取向的各种对象来训练。其也可以参考图2B针对典型的环境影响(诸如温度变化、机械冲击和老化)以及针对来自包括车辆侧无线电力传输结构260的车辆底部结构的影响进行训练。多个感测元件106a、106b、……、106n中的至少一个感测元件(例如，感测元件106a)附近的对象(例如，对象110)可以产生测量输出V_out的图案的特性变化。在采用模式识别的控制、处理和评估电路960的一些实现或操作中，如果模式类似于如先前描述的在具有多种对象的训练中学习的模式，则假定对象(例如，对象110)的存在。在模式识别方法的一些实现中，控制、处理和评估电路960包括被配置和训练用于检测对象(例如，对象110)的神经元网络。这个神经元网络也可以被配置和训练以减轻温度变化和其他环境影响的影响，如前所述。

模式识别也可以被设想为检测多维向量空间中向量的变化。每个与多个感测电路104a、104b、……、104n中的不同感测电路或不同对感测电路相关联的多个(N_m个)测量输出V_out可以被认为是N_m维向量空间中的向量如果对象(例如，对象110)靠近至少一个感测元件(例如，感测元件106a)，则在对象不存在的情况下测量的向量通常会经历变化可能会发现，由对象(例如，对象110)产生的变化在某些(典型)方向上或在N_m维向量空间的某个子空间中移动，而先前讨论的环境效应产生的变化主要在其他方向上或在另一子空间中移动。在概率意义上，这两个子空间可能在很大程度上不重叠(正交)。当数目N_m增加时，两个子空间的这种正交性可能会提高。在对象检测电路100的一些实现中，例如通过另外测量多个感测电路104a、104b、……、104n中的多对感测电路之间的互阻抗来增加数目N_m(向量空间的维数)。可以理解，添加的每个互阻抗测量可以提供可以潜在地改进对象检测电路100的附加信息。考虑到诸如来自温度变化、机械冲击和老化的环境影响，可以发现，与增加灵敏度(例如，通过增加分数变化、SNR或测量时间)相比，增加向量空间的维度N_m在检测可靠性方面更有效。

在对象检测电路100的一些实现中，控制、处理和评估电路960包括专用检测方案所需要的功能。在某些实现中，它包括例如用于如下更详细讨论的目的的相关器函数。

感应热感测可以是一种用于通过金属对象(例如，对象110)在暴露于磁场(例如，参考图2A的由无线电力传输系统200生成的低频磁场)时发生的温度变化来检测金属对象(例如，对象110)的专用检测方案，该磁场的水平足以产生显著的温度变化。在感应热感测的一些实现或操作中，由于金属对象的存在而导致的电气特性(例如，阻抗Z₁、互阻抗Z₁₂)以及因此测量输出V_out的变化(响应)通过间歇地施加磁场曝光来刺激，使得对象的温度明显地跟随暴露的ON和OFF循环，但不超过临界水平。该技术依赖于对象的电气特性(例如，电导率、磁导率)，因此其等效阻抗Z₃(参考图3B)通常是对象温度的函数。可以理解，由等效阻抗Z₃是对象温度的函数的对象传输的电气特性(例如，阻抗Z₁、互阻抗Z₁₂)以及因此测量输出V_out的变化(响应)通常也将是对象温度的函数。在一些实现或操作中，对象(例如，对象110)的存在是基于连续测量输出V_out的至少一个第一序列(时间序列)与指示时变磁场曝光信号的电平(例如，均方根包络)的对应第二序列之间的相关性来确定的，每个测量输出V_out与多个感测电路104a、104b、……、104n中的相同的至少一个感测电路(例如，感测电路104a或一对感测电路104a和104b)相关联。

感应热感测可能会提供一种解决方案以用于在绝对基础上检测特定类别的对象，如上文中限定的。这样的类别可以包括具有足够温度系数、暴露于磁场时的强涡流加热效应、以及低热容量的金属对象，使得它们比其他金属结构更快地加热和冷却，例如，在无线电力传输结构224内部或在其暴露于磁场时在环境中。该类别可以包括箔片(铝箔)、金属化纸等。属于该类别的对象的非限制性示例可以是包括金属化箔的香烟包、酸奶杯的盖子、口香糖包装物、和具有金属化打火机头的点烟器。如果以85kHz的频率暴露于磁通密度高于1mT的交变磁场中，则这样的对象可能会迅速升温至例如高于500K的温度。如果对象与可燃材料(诸如纸张、干树叶、油、燃料等)接触，则温度高于500K的对象可能被视为潜在的火灾风险。

在采用电感热感测的图1的对象检测电路100的示例实现或操作中，对象检测电路100控制参考图2A的无线电力传输系统200以便以足以产生金属对象(例如，对象110)的显著温度变化的水平间歇地施加暴露磁场(例如，以85kHz的无线电力传输频率)。当间歇地施加曝光磁场时，控制、处理和评估电路960处理连续测量输出V_out的至少一个第一序列以确定连续测量输出V_out的至少一个第一序列与指示间歇施加的曝光磁场信号的水平的对应第二序列之间的相关性水平，每个测量输出V_out与相同的至少一个感测电路(例如，感测电路104a或一对感测电路104a和104b)相关联。如果相关性水平超过多个感测电路104a、104b、……、104n中的至少一个感测电路或至少一对感测电路的阈值，则假定对象(例如，对象110)的存在。

在对象检测电路100的一些示例实现或操作中，感应热感测与空间差分检测方案相结合。如果与至少一个第一感测电路(例如，感测电路104a)相关联的相关器输出与与至少一个第二感测电路(例如，感测电路104b)相关联的相关器输出之间的至少一个差值超过阈值，则假定对象(例如，对象110)的存在。

感应铁磁感测可以是另一种用于通过金属铁磁对象(例如，对象110)在暴露于磁场(例如，参考图2A的由无线电力传输系统200生成的低频磁场)时发生的电气特性(例如，磁导率、电导率)的变化(调制)来检测金属铁磁对象(例如，对象110)的专用检测方案，该磁场的水平足以产生显著变化。在感应铁磁感测的一些示例实现或操作中，由于铁磁对象的存在而导致的电气特性(例如，阻抗Z₁、互阻抗Z₁₂)以及因此测量输出V_out的变化(响应)通过间歇地施加磁场曝光来刺激，使得对象的电气特性基本通过暴露的ON和OFF循环以及暴露磁场的振荡(例如，频率为85kHz)进行调制，但其水平不会导致对象超过临界温度。该技术依赖于对象的电气特性(例如，电导率、磁导率)，因此其等效阻抗Z₃(参考图3B)通常是暴露磁场信号的瞬时幅度的函数。可以理解，电气特性(例如，阻抗Z₁、互阻抗Z₁₂)以及因此由等效阻抗Z₃是暴露磁场信号的瞬时幅度的函数的对象产生的测量输出V_out的变化(响应)通常也是曝光信号的瞬时幅度的函数。该函数可以是非线性函数，可以包括记忆(滞后)效应，并且还可以包括热效应(例如，居里温度效应)。在一些实现或操作中，对象的存在基于连续测量输出V_out的至少一个第一序列(时间序列)与指示暴露磁场信号的对应第二序列之间的相关性来确定，每个测量输出V_out与多个感测电路104a、104b、……、104n中的相同感测电路(例如，感测电路104a)相关联。

感应铁磁感测可以提供一种解决方案以用于在绝对基础上检测特定类别的对象，如上文中限定的。该类别可以包括其电气特性在暴露于时变(交变)磁场时显著变化并且其在测量的电气特性中的响应强于来自无线电力传输结构224内部的或在暴露于交变磁场时的环境中任何铁磁结构的响应的金属铁磁对象。属于该类别的对象的非限制性示例可以是回形针、钢丝、钢钉、钢销、螺钉、螺母和垫圈。如果以85kHz的无线电力传输频率暴露于磁通密度高于1mT的交变磁场中，则这种类别的对象可能会迅速升温至例如高于500K的温度，因为铁磁性(磁导率μ_r＞＞1)增加了由于趋肤深度的减少(参见等式(15))和附加的磁滞损耗效应而产生的加热效应。

在使用电感铁磁感测的图1的对象检测电路100的示例实现或操作中，对象检测电路100控制参考图2A的功率转换电路222以便以足以产生金属铁磁对象(例如，对象110)的电气特性的显著变化的水平间歇地施加暴露磁场。当间歇地施加曝光磁场时，控制、处理和评估电路960处理连续测量输出V_out的至少一个序列(时间序列)以确定连续测量输出V_out的至少一个第一序列与指示所施加的曝光磁场的对应第二序列之间的相关性水平信号，每个测量输出V_out与多个感测电路104a、104b、……、104n中的相同的至少一个感测电路(例如，感测电路104a或一对感测电路104a和104b)相关联。如果相关性水平超过多个感测电路104a、104b、……、104n中的至少一个感测电路或至少一对感测电路的阈值，则假定对象(例如，对象110)的存在。

在对象检测电路100的示例实现或操作中，感应铁磁感测与空间差分检测方案相结合。如果与至少一个第一感测电路(例如，感测电路104a)相关联的相关器输出与与至少一个第二感测电路(例如，感测电路104b)相关联的相关器输出之间的至少一个差值超过阈值，则假定对象(例如，对象110)的存在。在另一示例实现或操作中，组合使用感应铁磁感测和感应热感测获取的相应相关器输出。

感应运动感测可以是另一种用于通过对象(例如，对象110)例如在对象相对于感测元件(例如，多个感测元件106a、106b、……、106n)机械地移动时的相对运动来检测对象(例如，对象110)的专用检测方案。在感应运动学感测的示例实现或操作中，对象可以搁置的无线电力传输结构224的壳体236的顶面相对于感测元件阵列106来回机械地移动。(壳体236的顶面移动，或包括壳体236内的感测元件阵列106的无线电力传输结构移动，或这两者都移动。)在感应运动感测的一些实现或操作中，对象相对于感测元件以一定幅度移动例如，在厘米范围内和在低频(例如，3Hz)下。在其他实现或操作中，对象以更高频率(例如，50Hz)以例如毫米或甚至亚毫米范围内的幅度移动(振动)。对象(例如，对象110)在感测元件(例如，感测元件106a)附近的相对运动可以产生电气特性(例如，阻抗Z₁、互阻抗Z₁₂)以及因此测量输出V_out的时变变化。可以理解，电气特性的这种变化(响应)通常是对象相对于感测元件阵列106的瞬时位置的函数。该函数可以是非线性函数。在一些实现或操作中，对象(例如，对象110)的存在是基于连续测量输出V_out至少一个第一序列与指示机械运动信号的对应第二序列之间的相关性来确定的，每个测量输出V_out与多个感测电路104a、104b、……、104n中的相同的至少一个感测电路(例如，感测电路104a或一对感测电路104a和104b)相关联。

感应运动感测可以潜在地提供用于检测任何类别的对象的解决方案，例如，如参考图1所述。上面限定的绝对基础上的3D。

在包括采用感应运动传感的图1的对象检测电路100的无线电力传输系统200的示例实现中，无线电力传输结构224包括相对于感测元件阵列106移动(或振动)潜在对象(例如，搁置在壳体236的表面上的对象110)所需要的电气和机械功能。此外，对象检测电路100可以控制参考图2B的无线电力传输结构224以便以感应运动传感所需要的幅度和频率施加机械运动。当施加机械运动时，控制、处理和评估电路960处理连续测量输出V_out的至少一个第一序列以确定连续测量输出的至少一个第一序列V_out与指示机械运动信号的对应第二序列之间的相关性水平，每个测量输出V_out与多个感测电路104a、104b、……、104n中的相同的至少一个感测电路(例如，感测电路104a或一对感测电路104a和104b)相关联。如果相关性水平超过多个感测电路104a、104b、……、104n中的至少一个感测电路或至少一对感测电路的阈值，则假定对象(例如，对象110)的存在。

在对象检测电路100的示例实现或操作中，电感运动感测与空间差分检测方案相结合。如果与至少一个第一感测电路(例如，感测电路104a)相关联的相关器输出与与至少一个第二感测电路(例如，感测电路104b)相关联的相关器输出之间的至少一个差值超过阈值，则假定对象(例如，对象110)的存在。在另一示例实现或操作中，组合使用电感运动感测、电感热感测和电感铁磁感测获取的相关器输出。

在对象检测电路100的一些实现或操作中，例如为了给电动车辆充电，在开始常规无线电力传输之前最初应用一种或多种如上所述的专用检测方案。如果对象检测电路100确定对象(例如，对象110)的存在，则无线电力传输系统200基于专用检测方案停止检测并且不开始常规无线电力传输。在常规无线电力传输期间，对象检测电路100可以采用至少一种其他检测方案，例如，当对象(例如，对象110)进入预定空间时能够检测该对象(例如，对象110)的时间差分方案。

在对象检测电路100的其他实现或操作中，在对象检测电路100在常规无线电力传输期间跳闸的情况下应用如上所述的一种或多种专用检测方案。在这种情况下，一个或多个专用检测方案可以用于通过首先停止常规电力传输并且然后重新应用一个或多个专用检测方案来验证该检测。这可以适用于低置信度检测的情况。如果确认先前发现存在对象(例如，对象110)，则无线电力传输系统200中断常规无线电力传输，否则它重新激活常规无线电力传输。

在对象检测电路100的一些方面，控制电路950和/或控制、处理和评估电路960被配置为为了确定参考值的目的而执行校准，如先前为了阈值检测目的而描述的。在另外的各方面，它们可以被配置为执行关于角度(例如，arg{Z₁})的阻抗或跨阻抗测量的校准，如先前参考图3A的电路300所述。

在对象检测电路100的其他方面，控制电路950和/或控制、处理和评估电路960被配置为执行诸如寻找最佳感测频率f_s等功能，以最小化电路外部噪声的影响，如先前参考图3A的电路300所述。

在对象检测电路100的一些实现或操作中，驱动器电路910被配置为同时生成和选择性地(例如，顺序地)施加多个电流信号I₁，每个电流信号I₁具有不同频率f_s。多个电流信号I₁中的每个被选择性地(例如，顺序地)施加到多个感测电路104a、104b、……、104n的子集中的每个。子集的数目可以等于同时施加的电流信号I₁的数目。如前所述，这种多电流信号操作可以用于分别加速多个感测电路104a、104b、……、104n中的多个感测电路中的每个感测电路中和/或多对感测电路对中的每对中的阻抗和/或跨阻抗测量。

在一次施加两个或更多个电流信号I₁的一些实现或操作中，例如由于多个感测电路104a、104b、……、104n和104n中的多路复用器916和922中的串扰以及例如测量电路920中的残余非线性，可能发生互调效应。如果同时施加每个具有不同频率f_s的三个或更多个电流信号I₁，则互调产物可能落在所施加的感测频率f_s中的一个或多个上，从而干扰测量电路920中的一个或多个电压信号V₂。在其中每个具有不同频率f_s的三个电流信号I₁被同时施加的示例操作中，由具有第一和第二频率f_s的第一和第二电流信号I₁生成的互调产物可能落到第三电流信号I₁的第三频率f_s上，因此例如响应于第三电流信号I₁在测量电路920中干扰电压信号V₂。由互调产物引起的干扰通常表现为与相同的至少一个感测电路(例如，感测电路104a或一对感测电路104a和104b)相关联的连续测量输出V_out的序列(时间序列)的变化。如果测量输出V_out是指控制、处理和评估电路960中的输出(图9中未示出)，则这些变化通常可以以幅度和相位的变化为特征。这些变化可以类似于先前参考图3A讨论的电路内在或外在噪声源的影响。然而，由互调干扰引起的变化可能明显大于例如由电路固有噪声产生的变化。这些变化可能需要例如在基于如下所述的时间差分检测方案的实现或操作中增加检测阈值，从而导致较低的检测灵敏度。

在对象检测电路100的一些实现或操作中，由互调效应引起的干扰通过感测频率f_s的智能选择来减轻，例如通过选择互调产物(例如，高达四阶)不落在所选择的频率集中的任何频率f_s上的一组频率。然而，这种方法可能会对感应频率f_s的选择产生一些限制。这在如下情况下可能成立：需要考虑多阶互调产物，同时施加的电流I₁的数目大于三，并且在感测电路必须在谐振处或附近操作的实现或操作中，对于谐振频率具有容差，并且出于前面讨论的目的，必须避免某些频带，例如，被频率选择性开关噪声干扰的频带。

在对象检测电路100的另一实现或操作中，通过从具有固定频率间隔Δf的一组频率(例如，频率网格)中为多个同时施加的电流信号I₁选择感测频率f_s来减轻由于互调效应引起的干扰。在一些实现中，每个感测频率f_s是频率间隔Δf(例如，1kHz)的倍数。可以理解，具有相差Δf的整数倍的感测频率f_s的多个电流信号I₁生成频率也是Δf的整数倍的互调产物，因此可以潜在地落在一个或多个感测频率f_s上。此外，多个同时施加的电流信号I₁中的每个的相位被控制使得落在感测频率f_s上的任何互调产物在与相同的至少一个感测电路(例如，感测电路104a或一对感测电路104a和104b)相关联的连续测量输出V_out的序列(时间序列)中产生静态偏移(而不是类似噪声的变化)。可以理解，可能由互调效应引起的小的静态偏移(例如，相当于低于1％的分数变化)可能不会对对象检测电路100的操作产生负面影响。对于采用时间差分检测方案的实现或操作尤其如此。

在采用多个感测电流信号操作和相位控制来减轻互调效应的图1的对象检测电路100的一些实现或操作中，同时并且选择性地(例如，顺序地)施加的多个正弦电流信号I₁中的每个的相位在测量时间间隔的开始时被重置(例如，为零)。更准确地，在多个电流信号I₁中的每个被同时并且顺序地施加到如前所述的多个感测电路104a、104b、……、104n的子集中的每个感测电路的多感测电流信号操作中，每个电流信号I₁的相位在每个测量时间间隔开始时被重置，该测量时间间隔被提供用于以时间复用方式顺序地测量多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个中的电压V₂。

在对象检测电路100的一些方面，控制、处理和评估电路960还被配置为提取残留的低频信号分量，例如在无线电力传输频率f_wpt(例如，85kHz)处，因为它可能存在于至少一个测量放大器电路924的测量输出V_out中。这种低频信号分量可以在无线电力传输期间或每当无线电力传输结构224生成低频磁场时存在。在某种程度上，如果车辆侧无线电力传输结构260例如以无线电力传输频率f_wpt生成低频磁场，则这样的低频信号分量也可能存在。在使用阻抗或互阻抗的电容补偿的实现中，例如，基于图4A的电路400或图8A的电路800，测量输出V_out中的这个低频分量可以如先前分别参考图3A和8A讨论的那样被充分衰减。在一些方面，该低频信号分量指示由存在于该感测元件的位置处的低频磁场感应到多个感测元件106a、106b、……、106n中的感测元件(例如，感测元件106a)中的电压。它还指示相应感测电路(例如，感测电路104a)处的电压V₂中的低频信号分量。更准确地，在某些方面，测量输出V_out中的这个低频信号分量可以与经由多路复用器922选择性地连接到测量放大器电路924的感测电路(例如，感测电路104a)处的电压V₂中的低频信号分量成比例。在对象检测电路100的一些实现或操作中，测量输出V_out中的该低频分量的电平(例如，均方根电平)与穿过与测量输出V_out相关联的感测元件(例如，感测元件106a)的低频磁通量的电平成比例。

在对象检测电路100的一些实现或操作中，控制、处理和评估电路960可以出于各种目的使用从测量输出V_out中提取的低频分量，例如，结合如前所述的专用检测方案。

在一些实现或操作中，控制、处理和评估电路960被配置为使用指示感测元件(例如，感测元件106a)的位置处的低频磁场的水平的所提取的低频分量来进行相关。更准确地，它被配置为将从连续测量的V_out中提取的低频分量的序列(时间序列)与指示感测频率f_s下的电压V₂的连续测量的V_out的对应序列相关联，每个低频分量与相同的至少一个感测电路(例如，感测电路104a或一对感测电路104a和104b)相关联。在采用感应热感测的另一示例实现或操作中，控制、处理和评估电路960被配置为将连续测量的低频分量的序列与指示感测频率f_s下的电压V₂的连续测量的V_out的时间导数的对应序列相关联，每个低频分量与相同的至少一个感测电路(例如，感测电路104a或一对感测电路104a和104b)相关联。在采用感应热感测的另一示例实现或操作中，控制、处理和评估电路960被配置为使用其他功能(例如，类似于时间导数)来修改指示感测频率f_s下的电压V₂的测量输出V_out的序列。

在其他实现或操作中，控制、处理和评估电路960被配置为使用指示感测元件(例如，感测元件106a)的位置处的低频磁场信号的所提取的低频分量来进行相关。在采用感应铁磁感测的示例实现或操作中，控制、处理和评估电路960被配置为将低频分量的序列(时间序列)与指示感测频率f_s下的电压V₂的连续测量的V_out的对应序列相关联，每个低频分量与相同的至少一个感测电路(例如，感测电路104a或一对感测电路104a和104b)相关联。在示例实现或操作中，控制、处理和评估电路960被配置为例如通过应用适当函数来修改相关性之前的低频分量序列，使得新的修改后的序列表示低频磁场信号波形，就像整流之后的样子。

在其他实现或操作中，控制、处理和评估电路960被配置为使用所提取的低频分量作为指示在无线电力传输频率f_wpt下的低频磁场的存在和水平的补充信息，例如，以改进对测量输出V_out的评估以确定对象(例如，对象110)的存在。作为非限制性示例，该改进可以包括阈值的适配，例如，以降低错误检测率，例如，由于参考图2A的功率转换电路222在感测频率f_s处生成的外部噪声而导致的错误检测率，这可能伴随着低频磁场。

在又一实现或操作中，控制、处理和评估电路960被配置为使用所提取的低频分量作为用于确定对象(例如，对象110)的存在的补充信息。该低频分量可以指示例如由无线电力传输线圈226生成并且穿过感测元件(例如，可以包括感测线圈(例如，参考图3A的感测线圈302)的感测元件106a)的磁通量的幅度和相位。可以理解，如果对象(例如，对象110)靠近该感测线圈，则磁通量的幅度和相位以及由此提取的与感测元件(例如，感测元件106a)相关联的低频分量的幅度和相位可以改变。因此，在一些实现或操作中，控制、处理和评估电路960被配置为另外评估与多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个相关联的所提取的低频分量的幅度和相位，以确定靠近多个感测元件106a、106b、……、106n中的至少一个的对象(例如，对象110)的存在。基于在测量输出V_out中提取的低频分量的这种感测技术可以被认为是测量无线电力传输线圈226与多个感测元件106a、106b、……、106n中的每个之间的跨阻抗(例如，互阻抗)的变化。

如以上参考图1的测量和检测电路108所述，控制电路950和/或控制、处理和评估电路960的至少一部分可以由一个或多个微控制器或其他类型的处理器来实现。该部分可以实现为专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)设备、数字信号处理器(DSP)、另一处理器设备或其组合。控制电路950和/或控制、处理和评估电路960可以被配置为从电路900的每个组件接收信息并且基于接收信息执行计算。控制电路950和/或控制、处理和评估电路960可以被配置为为每个组件生成可以调节该组件的操作的控制信号。控制电路950和/或控制、处理和评估电路960还可以包括存储器(未示出)，存储器被配置为存储数据，例如，诸如用于引起电路900执行特定功能的指令，诸如与对象检测相关的功能。在一些实现中，控制电路950和控制、处理和评估电路960的电路系统、组件和/或处理器的某些部分可以共享或组合。此外，虽然为了说明的目的示出了不同的块，但应当注意，驱动器电路910、控制电路950、多个感测电路104a、104b、……、104n、测量电路920、以及控制、处理和评估电路960中涉及的电路系统和/或组件可以以不同方式组合在一个或多个电路板或集成电路上，而不管示出的任何特定线分隔不同块。

图9中使用的虚线是为了强调驱动器电路910和测量电路920中的组件和其配置是说明性的，并且其他实现可以具有被配置为选择性地用至少一个感测电流信号I₁驱动多个感测电路104a、104b、……、104n并且分别选择性地测量多个感测电路104a、104b、……、104n中的至少一个电压V₂的这些或其他组件。此外，虽然某些电路元件被描述为连接在其他元件之间，但是应当理解的是，在各种实现中可能存在其他电路元件也可以在被描述为电连接的两个元件之间(例如，插入的其他元件)。

图10是电路1000的电路图，其示出了对象检测电路100的一部分的示例实现。图10的电路1000示出了图1的对象检测电路100的模拟前端电路部分，并且出于说明的目的，可以不包括在对象检测电路100的一些实现中可能需要的各种其他信号生成、处理和评估电路系统(例如，参考图9的控制电路950和控制、处理和评估电路960)。如下面进一步解释的，电路1000可以应用于如先前参考图4A和5A所述的某些阻抗和互阻抗感测技术。电路1000基于如先前结合图3A所述的电流源电压测量方法，并且可以细分为如先前参考图9的通用框图所述的驱动器电路910、多个感测电路104a、104b、……、104n和测量电路920。

在图10所示的示例性实现中，多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个具有相同的电路拓扑。因此，以下针对感测电路104a给出的描述也适用于其他感测电路(例如，104b、……、104n)。感测电路104a包括感测元件106a，该感测元件106a包括感测线圈302(例如，平面多匝线圈)、第一电容器420、并联电感器1008、第二电容器1006和第三电容器1010。也称为补偿或调谐电容器的第一电容器420与感测元件106a串联电连接，以形成串联谐振电路。如果在靠近谐振的感测频率f_s下操作，则第一电容器420出于如先前参考图4A和4B讨论的目的而补偿感测元件106a(感测线圈302)的电抗的总部分。

在一些实现中，电容器420、1006和1010可以是具有提供高热稳定性的低温度系数的类型(例如，NP0型电容器)，以减少在多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个处测量的电气特性(例如，阻抗)的热漂移。

此外，如先前结合图4A的电路400所提到的，第一电容器420可以充当高通滤波器以衰减可能由与频率f_wpt下的无线电力传输相关联的强磁场感应到感测线圈302中的高电压。因此，第一电容器420还可以用于保护感测线圈302、驱动器电路910的组件、和测量电路920，例如使其免受过大电流、随之而来的热效应、过载或超过某些电压限制的损坏。为了更有效地衰减电压V₂中的无线电力传输频率f_wpt及其低频谐波的任何信号分量，并联电感器1008并联连接到(跨)电容器420和感测线圈302的串联电路，如图所示10。电容器420与并联电感器1008一起形成二阶高通滤波器，该二阶高通滤波器被配置为响应于感测频率f_s(例如，在MHz范围内)下的相应感测电流I₁将这些低频信号分量衰减到例如明显低于电压V₂的电平的电平。因此，该高通滤波器可以显著降低测量电路920和进一步处理(例如，ADC)中的动态范围要求，例如作为图9的控制、处理和评估电路960的一部分。它还可以减少无线电力传输频率f_wpt及其谐波的任何低频信号与频率f_s的感测信号之间的任何交叉调制效应。交叉调制可能由测量电路920中的残余非线性效应产生。在感测频率f_s处，该高通滤波器可能对电压(阻抗)测量施加较小的影响，并且可以在进一步处理中(例如，在图9所示的控制、处理和评估电路960中)被校正(补偿)。由该高通滤波器引起的任何相移可以例如通过执行关于角度(例如，arg{Z_1c})的阻抗校准来确定，如先前参考图3A和9提到的。

为标称感测频率f_s＝3MHz而设计的示例性感测电路(例如，感测电路104a)可以使用具有电感L₁＝5μH的感测线圈302、具有电容C＝560pF的补偿电容器420、和L_sh＝5μH的并联电感器1008。在该示例中，仅出于说明的目的，感测电路可以提供在无线电力频率f_wpt＝85kHz下感应到感测线圈302中的电压的60dB衰减。假定跨感测线圈302的端子的感应电压V_ind＝30V，跨感测电路(例如，感测电路104a)的电压V₂中的f_wpt分量可能仅为30mV，而感测频率f_s处的所需信号分量可能是大约100mV。

在一些实现中，可能需要第二电容器1006来阻止驱动器电路910的输出处的任何残余DC流(例如，由于DC偏移)。在一些方面，电容器1006还可以帮助衰减驱动器电路910的输出处的任何残余低频电流分量(例如，在无线电力频率f_wpt下)。此外，在一些实现中，它还可以用于补偿或部分补偿并联电感器1008的电抗在测量阻抗Z_1c＝V₂/I₁中的影响。同样，在一些实现中，可能需要第三电容器1010来阻止测量电路920的输入处的任何残余DC流(例如，由于DC偏移)。在一些方面，电容器1010还可以帮助衰减测量电路920的输入处的任何残余低频电流分量(例如，在无线电力频率f_wpt下)。此外，在一些实现中，它还可以用于补偿或部分补偿并联电感器1008的电抗在测量阻抗Z_1c中的影响。

驱动器电路910包括信号源912、驱动器放大器电路914、作为多个开关1016a、1016b、……、1016n的图10所示的输入多路复用器电路916、和每个具有电阻R_seR₁的多个串联电阻器1018。驱动器电路910被配置为作为电流源(例如，如结合图3A所述的电流源306)操作并且选择性地(例如，顺序地)向多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个施加操作(感测)频率f_s的感测电流信号I₁。信号源912生成感测信号，例如具有限定频率f_s、幅度和相位的正弦感测信号。如图10所示的驱动放大器电路914包括运算放大器1015(例如，低噪声运算放大器)，并且被配置为从信号源912接收感测信号并且提供具有足以选择性地(例如，顺序地)用感测频率f_s的指定感测电流I₁驱动多个感测电路104a、104b、......、104n中的每个的输出电压的对应电压源输出。驱动器放大器电路914与串联电阻器1018一起模拟驱动器电路910的多个输出中的每个处的电流源特性。可以理解，具有足够大的电阻R_seR₁的串联电阻器1018潜在地将驱动器放大器电路914的电压源输出(实际上的零源阻抗)变换为参考图3A的准理想电流源306(高源阻抗)。给定驱动放大器电路914的输出电压约束，具有非常大的电阻R_seR₁的串联电阻器1018可以提供几乎理想的电流源特性，但也可能导致过低的感测电流I1并且因此导致SNR不足，这可以从等式(58)看出。因此，在一些实现中，电阻R_seR₁可以是电流源的质量(例如，如参考图3A所指定的)和所得到的SNR之间的折衷。在使用输出电压约束为3V均方根的运算放大器1015的示例实现中，可以在电阻R_seR₁＝100Ω中找到折衷，导致短路输出电流I₁＝30mA。该电流源的质量可以使用等式(不等式)(2)的限定来评估，假定感测频率f_s＝3MHz，示例感测电路(例如，感测电路106a)以等效损耗电阻(串联谐振电阻)R₁＝3Ω在谐振下操作。对于等式(2)的左侧，可以找到以下表达式：

其中|ΔV₂/V_2，0|是指例如在感测电路104a处由对象(例如，对象110)引起的电压V₂的分数变化，|ΔI₁/I_1，0|是指相应电流I₁的结果分数变化。等式(82)的数值结果表明驱动器电路910的该示例实现满足等式(2)指定的要求。

在运算放大器1015的限制内，驱动器电路910有可能一次以电流I₁驱动一个以上的感测电路，每个感测电路具有相同的频率f_s以及基本相同的幅度和相位。如果例如开关1016a和1016b闭合，则感测电路104a和104b中的每个被电流I₁驱动。

输入多路复用器电路916包括多个开关1016a、1016b、……、1016n，并且被配置为选择性地将多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个经由串联电阻器1018连接到驱动器放大器电路914以选择性地(例如，顺序地)用感测频率f_s的感测电流I₁驱动多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个。因此，多个开关1016a、1016b、……、1016n中的每个被电连接到公共输入节点，该公共输入节点被电连接到驱动器放大器电路914的输出。多个开关1016a、1016b、……、1016n中的每个可以是以下之一：半导体模拟开关(例如，单个FET开关、由p沟道和n沟道型FET组成的互补FET开关)、微机械(MEMS)开关、或在关断状态下提供足够高的电流信号衰减的任何其他类型的开关。模拟开关(例如，互补FET开关)可以分别由导通状态串联电阻R_sw、关断状态串联电容C_sw、第一寄生并联电容C_sh1和第二寄生并联电容C_sh1建模，如图10中例如以虚线符号针对开关1016b所示。可以理解，(例如，开关1016a的)导通状态串联电阻R_sw对于驱动器电路910的功能可能不是关键的，因为它并入总串联电阻R_seR₁。半导体开关可能会受到比普通电阻器(例如，金属膜电阻器)更大的温度变化的影响。然而，如果R_sw<<R_ser1成立，则开关(例如，开关1016a)可能不会显著降低总电阻R_seR₁的温度稳定性。还可以理解，由多个第一分流电容C_sh1产生的总电容负载可能不会显著损害驱动器电路910的电流源特性，因为它与驱动放大器电路914的电压源输出(几乎为零源阻抗)并联。只要运算放大器1015可以处理所得到的总电容负载，这可能成立。假定多个开关1016a、1016b、1016n中只有一个或几个开关一次闭合的操作，公共输入节点处的总电容负载由多个第一电容C_sh1控制。只有一秒或几秒的分流电容C_sh2将通过开关导通状态串联电阻R_sw添加到总电容负载。用于感测频率f_s＝3MHz的示例性多路复用器电路916可以使用具有导通状态电阻R_sw＝5Ω、关断状态串联电容C_sw＝3pF(对应于17.7kΩ的串联电抗)、第一分流电容C_sh1＝12pF和第二分流电容C_sh2＝12pF的互补FET开关。

测量电路920包括具有电阻R_seR₂的多个串联电阻器1021、作为多个开关1023a、1023b、……、1023n的图10所示的输出多路复用器电路92、和测量放大器电路924。测量电路920被配置为选择性地(例如，顺序地)测量多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个中的电压V₂并且提供适合于例如在参考图9的控制、处理和评估电路960中进一步处理的水平的与相应电压V₂成比例的测量输出V_out。如图10所示的测量放大器电路924包括运算放大器1025(例如，低噪声运算放大器)，并且被配置为使用反馈电阻器1027作为跨阻放大器操作。该电路将输入电流I_in变换为与I_in成比例的输出电压V_out。由于运算放大器1025的负输入处的电压实际上为零(虚拟地)，因此测量放大器电路924呈现出实际上为零的输入阻抗。测量放大器电路924与串联电阻器1021一起模拟参考图3A的准理想电压测量电路304以选择性地(例如，顺序地)测量多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个处的电压V₂。它们一起形成符号反相电压放大器，该放大器的输出V_out与电压V₂的符号倒数成比例。可以理解，具有足够大的电阻R_seR₂的串联电阻器1021潜在地将测量放大器电路914的准零阻抗输入变换为参考图3A的准理想电压测量电路304所需要的高阻抗输入。具有非常大电阻R_seR₂的串联电阻器1021可以提供几乎理想的测量电路，但也可能导致较低的电流I_in，从而导致相对于测量电路920的固有噪声的SNR不足。如果需要满足测量电路960的指定电压增益，增加电阻R_seR₂也需要增加反馈电阻R_f。然而，过高的电阻R_f可能导致测量放大器电路924变得不稳定。因此，在测量电路920的一些实现中，电阻R_seR₂可以是电压测量的质量(如参考图3A所限定的)、所得到的SNR、和稳定性条件之间的折衷。在示例实现中，测量电路920被设计为当感测电路(例如，感测电路104a)在谐振下操作并且以电流I₁＝30mA驱动时提供输出电压V_out＝350mV均方根。对于多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个，假定等效损耗电阻(谐振电阻)R₁＝3Ω。在该示例实现中，可以在电阻R_seR₂＝150Ω的串联电阻器1012和电阻R_f＝590Ω的反馈电阻器中找到折衷，导致测量电路920的电压增益约为4。假定谐振条件和谐振电阻R₁＝3Ω，可以使用等式(不等式)(3)的限定来评估该准理想电压测量电路的质量。对于等式(3)的左侧，可以找到以下表达式：

其中V_out是指测量电路920(输入阻抗有限的准理想电压测量电路)的测量输出，V_out,∞是指理想电压测量电路(输入阻抗无穷大)的测量输出，但电压增益相同。等式(83)的数值结果表明，测量电路920的该示例实现满足等式(3)指定的要求。

在运算放大器1025的限制内，测量电路920有可能一次测量两个或更多个电压V₂的总电压，因为它被配置为求和放大器。串联电阻器1021将电压V₂变换为公共输出节点(测量放大器电路924的输入)处的对应电流。如果例如开关1023a和开关1023b闭合，则测量输出V_out与感测电路104a和感测电路104b处的电压V₂之和的符号倒数成比例，因为在公共输出节点处产生的电流V₂/R_seR₂相加。

包括多个开关1023a、1023b、……、1023n的输出多路复用器电路922被配置为经由串联电阻器1021将多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个选择性地连接到测量(跨阻)放大器电路924以响应于感测频率f_s的电流I₁而选择性地(例如，顺序地)测量多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个处的电压V₂。因此，多个开关1023a、1023b、……、1023n中的每个被电连接到公共输出节点，该公共输出节点被电连接到测量放大器电路924的输入。至于输入多路复用器916，多个开关1023a、1023b、……、1023n中的每个可以是以下之一：半导体模拟开关(例如，单个FET开关、由p沟道和n沟道型FET组成的互补FET开关)、微机械(MEMS)开关、或在关断状态下提供足够高的电流信号衰减的任何其他类型的开关。如先前结合输入多路复用器916所述，多个开关1023a、1023b、……、1023n中的每个可以呈现导通状态串联电阻R_sw、关断状态串联电容C_sw、第一寄生并联电容C_sh1和第二寄生并联电容C_sh1，分别如图10中例如以虚线符号针对开关1016b所示。可以理解，(例如，开关1023a的)导通状态串联电阻R_sw对于测量电路920的功能可能不是关键的，因为它并入总串联电阻R_seR₂。如果R_sw<<R_seR₂成立，则开关1023b可能不会由于先前讨论的原因而显著降低总电阻R_seR₂的温度稳定性。还可以理解，由公共输出节点处的多个第一寄生分流电容C_sw1产生的总电容负载可能不会损害测量电路920，因为它与测量放大器924的几乎零阻抗输入并联。只要运算放大器1025可以处理在其负输入处的所得到的总电容负载，这可能成立。假定多个开关1023a、1023b、……、1023n中只有一个或几个开关一次闭合的操作，总电容负载由多个第一电容C_sh1控制。仅一个或几个第二日并联电容C_sh2将通过开关的导通电阻R_sw添加到总电容负载。用于感测频率f_s＝3MHz的示例性输出多路复用器电路922可以使用互补FET开关，该开关的特性与先前针对示例输入多路复用器916描述的这些特性相同。

如前所述，图10的电路1000可以应用于某些阻抗和互阻抗感测技术，例如，如先前参考图4A和图5A所述。在对象检测电路100的操作中，电路1000被控制通过选择性地(例如，顺序地)向多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个施加电流I₁并且通过选择性地在时间共享模式下响应于电流I₁而在对应感测电路处测量电压V₂来执行参考图4A的电路400的电容补偿阻抗感测。在一些操作中，输入多路复用器916的开关(多个开关1016a、1016b、……、1016n)和输出多路复用器922的对应开关(多个开关1023a、1023b、……、1023n)以循环方式顺序闭合。在第一时间间隔内，输入多路复用器916的第一开关(例如，开关1016a)和输出多路复用器922的对应开关(例如，开关1023a)闭合，而所有其他开关断开。在第二时间间隔内，第二输入多路复用器开关(例如，开关1016b)和对应输出多路复用器开关(例如，开关1023b)闭合，而所有其他开关断开。在第三个时间间隔内，第三输入多路复用器开关(例如，开关1016n)和对应输出多路复用器开关(例如，开关1023n)闭合，而所有其他开关断开，等等。

在对象检测电路100的另一操作中，电路1000被控制以通过选择性地(例如，顺序地)向多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个施加电流I₁并且通过选择性地(例如，顺序地)测量多个感测电路104a、104b、……、104n中没有施加电流I₁的不同(非对应)感测电路处的至少一个电压V₂来执行参考图5A和图5D的互阻抗感测。在示例操作中，输入多路复用器916的每个开关(多个开关1016a、1016b、……、1016n)和输出多路复用器922的不同(非对应)开关(多个开关1023a、1023b、……、1023n)以循环方式依次闭合。在第一时间间隔内，第一输入多路复用器开关(例如，开关1016a)和非对应输出多路复用器开关(例如，开关1023b)闭合，而所有其他开关断开。在第二时间间隔内，第二输入多路复用器开关(例如，开关1016b)和非对应输出多路复用器开关(例如，开关1023n)闭合，而所有其他开关断开。在第三时间间隔内，第三输入多路复用器开关(例如，开关1016n)和非对应输出多路复用器开关闭合，而所有其他开关断开，等等。在互阻抗感测的该示例操作中，同时闭合的一对开关(例如，开关1016a和开关1023b)可以与一对相邻感测线圈相关联，例如感测线圈阵列106的感测线圈106a和106b。在互阻抗感测的这个示例操作中，同时闭合的该对开关(例如，开关1016a和1023b)可以与一对相邻感测线圈(例如，感测线圈阵列106的感测线圈106a和106b)相关联。在另一示例操作中，同时闭合的一些对开关(例如，开关1016a和1023b)可以与成对的相邻感测线圈(例如，感测线圈106a和106b)相关联，而其他开关对(例如，开关1016b和开关1023n)可以与非相邻感测线圈(例如，感测线圈106b和106n)相关联。

在基于图10的电路1000的一些实现中，对象检测电路100被配置为出于先前参考图9描述的目的执行参考图4A、5A和5D的阻抗和互阻抗测量。在一个操作示例中，它为多个(N个)感测电路104a、104b、……、104n中的每个执行阻抗测量，并且它为多个感测电路104a、104b、……、104n中的所有可能对(参考等式(80)的N_trans个组合)的感测电路中的多个的至少一部分(子集)中的每个执行互阻抗测量以确定对象(例如，对象110)是否在多个感测线圈106a、106b、……、106n中的感测线圈中的至少一个附近。

图11是电路1100的电路图，其示出了对象检测电路100的一部分的示例实现。参考图10的电路1100，图11的电路1100示出了图1的对象检测电路100的模拟前端电路部分，并且出于说明的目的，可以排除各种其他信号生成、处理和评估电路系统。如下面进一步解释的，电路1100可以应用于如先前参考图4A、图5A和图7A所述的某些阻抗和互阻抗感测技术。电路1100基于如先前结合图3A所述的电流源电压测量方法，并且可以细分为驱动器电路910、多个感测电路104a、104b、……、104n、和测量电路920，如先前参考图9的框图所述。

图11的电路1100与图10的电路1000的不同之处在于驱动器电路910。驱动器电路910被配置为作为双电流源操作以选择性地(例如，顺序地)一次向多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个施加两个感测电流信号I₁。在如图7A和7D或7E所示的通量补偿互阻抗感测技术的实现或操作中需要双电流源。因此，驱动器电路910包括第一和第二信号源912、第一和第二驱动器放大器电路914、第一和第二输入多路复用器916、以及第一和第二多个串联电阻器1018。为了测量阻抗或互阻抗，第一和第二信号源912中的每个可以以共同感应频率f_s生成正弦信号，但是具有通常不同的幅度和相位，如补偿感测线圈(例如，感测线圈514)中的磁通量所需要的，其中电压V₂被测量并且无效，如先前参考图7A所述。第一和第二驱动器放大器电路914中的每个可以包括相同的运算放大器1015(例如，低噪声运算放大器)，并且被配置为从相应信号源912接收感测信号并且提供具有足以选择性地(例如，顺序地)用感测频率f_s的指定感测电流I₁驱动多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个的输出电压的对应电压源输出。第一输入多路复用器916包括第一多个开关1016a、1016b、……、1016n，每个开关被电连接到第一驱动放大器电路914和第一多个串联电阻器1018中的串联电阻器。同样，第二输入多路复用器916包括多个第二开关1117a、1117b、……、1117n，每个开关被电连接到第二驱动器放大器电路914和第二多个串联电阻器1018中的串联电阻器。如先前参考图10所述，第一和第二驱动器放大器电路914与串联电阻器1018一起模拟驱动器电路910的第一和第二多个输出中的每个处的电流源特性。关于驱动器电路910、多个感测电路104a、104b、……、104n和测量电路920的更详细描述，参考图10的描述。

如前所述，图11的电路1100可以应用于例如如先前参考图4A、5A和7A所述的某些阻抗和互阻抗感测技术。在对象检测电路1100的操作中，电路1100被控制以通过选择性地(例如，顺序地)向多个感测电路104a、104b、……、104n中的第一感测电路施加第一电流I₁并且向不同于第一感测电路的第二感测电路施加第二电流I₁并且通过选择性在时间共享模式下响应于第一和第二电流I₁而在不同于第一和第二感测电路的第三感测电路处测量电压V₂来执行参考图7的电路700的通量补偿互阻抗感测。在基于参考图7A和图7D或图7E的通量补偿互阻抗感测技术的操作中，第一输入多路复用器916的第一开关(多个开关1016a、1016b、……、1016n)、第二输入多路复用器916的非对应第二开关(多个开关1117a、1117b、……、1117n)、以及输出多路复用器1023的非对应第三开关以循环方式依次闭合。第一、第二和第三开关每个与多个感测电路104a、104b、……、104n中的不同感测电路相关联。在第一时间间隔内，第一输入多路复用器开关(例如，开关1016a)、第二输入多路复用器开关(例如，开关1117b)和第三输出多路复用器开关(例如，开关1023n)闭合，而所有其他开关断开。在第二时间间隔内，第一输入多路复用器开关(例如，开关1016b)、第二输入多路复用器开关(例如，开关1117n)(图11中未示出)和第三输出多路复用器开关(例如，开关1023a)闭合，而所有其他开关断开。在第三时间间隔内，第一输入多路复用器开关、第二非对应输入多路复用器开关和第三非对应输出多路复用器开关的另一组合闭合，而所有其他开关断开，等等。在通量补偿互阻抗感测的该示例操作中，同时闭合的一对开关(例如，开关1016a、1117b和1023n)可以分别与感测线圈阵列106的三元组相邻感测线圈(例如，感测线圈106a、106b和106n)相关联。在另一示例操作中，同时闭合的一些三元组开关(例如，开关1016a、1117b和1023n)可以与三元组相邻感测线圈(例如，感测线圈106a、106b和106n)相关联，而其他三元组可以与非相邻感测线圈相关联。

在基于图11的电路1100的一些实现中，对象检测电路100被配置为出于先前参考图9描述的目的执行参考图4A、图5A和图7A的阻抗和互阻抗测量。在一个操作示例中，它为多个(N个)感测电路104a、104b、……、104n中的每个执行阻抗测量，并且它为多个感测电路104a、104b、……、104n中的所有可能三元组(参考等式(81)的N_fcmi个组合)的感测电路中的多个的至少一部分(子集)中的每个执行互阻抗测量以确定对象(例如，对象110)是否在多个感测线圈106a、106b、……、106n中的感测线圈中的至少一个附近。

图12A是电路1200的框图，其示出了基于如先前参考图8A所述的电容补偿互阻抗感测技术的图1的对象检测电路100的一部分的示例实现。该框图还可以应用于例如参考图5A和5D的其他跨阻抗(例如，互阻抗)感测技术、以及各种测量方法，诸如先前结合图3A描述的电流源电压测量方法。如图12A所示的电路1200包括如先前参考图9所述的驱动器电路910、多个感测电路104a、104b、……、104n、测量电路920、以及控制、处理和评估电路960，并且出于说明的目的，可以排除图1的对象检测电路100的一些实现中可能需要的其他电路系统(例如，参考图9的控制电路950)和电路之间的电连接。

多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个被配置用于电容补偿互阻抗感测并且具有相同的电路拓扑。每个感测电路(例如，感测电路104a)包括由初级感测线圈512和次级感测线圈514(例如，平面多匝线圈)组成的感测元件、和电容器820。电容器820也可以称为补偿或调谐电容器。电容器820的第一端子被电连接到两个感测线圈512和514中的每个的第二端子，而其第二端子连接到电路接地。初级感测线圈512的第一端子被电连接到驱动器电路910的相应输出，而次级感测线圈512的第一端子被电连接到测量电路920的相应输入。两个感测线圈512和514与电容器820一起形成关于互阻抗的串联谐振电路，如先前参考图8A、8B、8C所示出和描述的。如果在靠近谐振的感测频率f_s下操作，则电容器820出于先前参考图8A讨论的目的而补偿初级感测线圈512和次级感测线圈514之间的互阻抗中的总电抗部分。

驱动器电路910被电连接到多个感测电路104a、104b、……、104n。在一些实现中，驱动器电路910被配置为作为电流源(例如，如结合图3A所述的电流源306)操作并且选择性地(例如，顺序地)以感测频率f_s向多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个施加感测电流信号I₁(如图12A所示)。在其他实现中，驱动器电路910被配置为作为例如如结合图3A所述的电压源操作并且选择性地(例如，顺序地)向多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个施加操作(感测)频率f_s的感测电压信号V₁(如图12A所示)。在其他实现中，驱动器电路910被配置为作为既不以电流源也不以电压源为特征的任何源操作。在某些实现或操作中，驱动器电路910被配置为出于先前结合图9讨论的目的而一次生成和施加一个以上的电流I₁或电压V₁。为了实现对多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个的选择性驱动，驱动器电路910可以包括诸如至少一个信号源912(例如，生成具有限定频率f_s、幅度和相位的正弦感测信号)、至少一个驱动器放大器电路914和至少一个输入多路复用器电路916等组件。

测量电路920被电连接到多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个。在一些实现中，测量电路920被配置为响应于电流I₁被驱动器电路910施加到相应感测电路而选择性地(例如，顺序地)测量多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个中的电压V₂(如图12A所示)并且提供与电压V₂成比例的测量输出V_out。在其他实现中，测量电路920被配置为响应于电压V₁被驱动器电路910施加到相应感测电路而选择性地(例如，顺序地)测量多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个中的电流I₂(如图12A所示)V₁并且提供与电流I₂成比例的测量输出V_out。在某些实现或操作中，测量电路920被配置为一次测量一个以上的电压V₂或电流I₂，并且出于先前结合图9讨论的目的而提供一个以上的相应测量输出V_out。为了在多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个中完成电压V₂或电流I₂的选择性测量，测量电路920可以包括诸如至少一个输出多路复用器电路922和至少一个测量放大器电路924等组件。在一些实现中，例如，基于电流源电压测量方法，至少一个测量放大器电路924可以被配置为提供例如如参考图3A限定的准理想电压测量所需要的足够高的输入阻抗、以及其测量输出V_out中的低噪声。在其他实现中，例如，基于电压源电流测量方法，至少一个测量放大器电路924可以被配置为提供例如如参考图3A限定的准理想电流测量所需要的足够低的输入阻抗、以及其测量输出V_out中的低噪声。至少一个多路复用器电路922可以电连接在相应测量放大器电路924的输入与多个感测电路104a、104b、……、104n之间，并且被配置为选择性地将多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个连接到相应测量放大器电路922的输入。

控制、处理和评估电路960被配置为提供对所获取的测量数据的进一步信号处理和评估。如先前结合图9讨论的，其可以被配置为提供模数信号转换、频率选择滤波、同步检测、组合输出、输出求和、输出平均、输出缩放、输出校正、序列评估(时间序列)、和/或指示阻抗和/或跨阻(例如，互阻抗)的输出模式等并且最终基于跨阻抗(例如，电容补偿互阻抗)的变化决定对象(例如，图3A的对象110)是否靠近多个感测元件106a、106b、……、106n中的至少一个感测元件并且至少输出检测假定H_out，如图12A所示。

图12B是电路1210的电路图，其示出了图12A的电路1200的一部分的示例实现。类似于图10的电路1000和图11的电路1100，电路1210示出了图1的对象检测电路100的模拟前端电路部分，并且出于说明的目的，可以不包括各种其他信号生成、处理和评估电路系统。类似于图12A的电路1200，电路1210适用于先前参考图8A所述的电容补偿互阻抗感测技术，但也可以适用于例如参考图5A和5D的其他跨阻抗感测技术。电路1210基于如先前结合图3A所述的电流源电压测量方法，并且包括如先前参考图9和12A的框图所述的驱动器电路910、多个感测电路104a、104b、……、104n和测量电路920。

多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个感测电路被配置用于电容补偿互阻抗感测并且具有相同的电路拓扑。因此，以下针对感测电路104a给出的描述也适用于其他感测电路(例如，104b、……、104n)。

感测电路104a包括由初级感测线圈512和次级感测线圈514(例如，平面多匝线圈)组成的感测元件、第一电容器820、第一并联电感器1206、第二电容器1006、第二并联电感器1008和第三电容器1010。第一电容器820也可以称为补偿或调谐电容器，其被电连接到两个感测线圈512和514中的每个的第二端子，以关于先前参考图8A描述的互阻抗形成串联谐振电路。如果在靠近谐振的感测频率f_s下操作，则第一电容器820出于先前参考图8A讨论的目的而补偿初级感测线圈512和次级感测线圈514之间的互阻抗中的总电抗部分。初级感测线圈512的第一端子经由第二电容器1006被电连接到驱动器电路910的相应输出，而次级感测线圈512的第一端子经由第三电容器1010被电连接到测量电路920的相应输入。

在一些实现中，电容器820、1006和1010可以是具有提供高热稳定性的低温度系数的类型(例如，NP0型电容器)，以减少在多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个处测量的跨阻抗(例如，电容补偿互阻抗)的热漂移。

此外，如先前结合图8A的电路800所提到的，第一电容器820可以充当高通滤波器以衰减可能由与频率f_wpt下的无线电力传输相关联的强磁场感应到感测线圈512和514中的高电压。因此，第一电容器820还可以用于保护感测线圈512和514、驱动器电路910的组件、和测量电路920，例如使其免受过大电流、随之而来的热效应、过载或超过某些电压限制的损坏。为了更有效地衰减电流I₁中处于无线电力传输频率f_wpt及其低频谐波的任何信号分量，并联电感器1206并联连接到(跨)电容器820和初级感测线圈512的串联电路，如图12所示。电容器820与并联电感器1206一起形成二阶高通滤波器，该二阶高通滤波器有可能将电流I₁中的这些低频信号分量衰减到例如显著低于感测频率f_s的电流电平的电平(例如，在MHz范围)。因此，该高通滤波器可以保护驱动器放大器电路914和多路复用器电路916，并且还可以减少无线电力传输频率f_wpt的任何低频信号及其谐波与频率f_s的感测信号之间的任何交叉调制效应。交叉调制可能由驱动器电路910中的残余非线性效应产生。同样，并联电感器1008并联连接到(跨)电容器820和次级感测线圈514的串联电路，如图12B所示，以更有效地衰减电压测量放大器电路920的输入处的电压V₂中的无线电力传输频率f_wpt及其低频谐波处的任何信号分量。因此，该高通滤波器可以显著降低测量电路920和进一步处理(例如，ADC)中的动态范围要求，例如作为参考图9的控制、处理和评估电路960的一部分。并联电感器1008还可以减少无线电力传输频率f_wpt及其谐波的任何低频信号与频率f_s(例如，在MHz范围内)的感测信号之间的任何交叉调制效应。交叉调制可能由测量电路920中的残余非线性效应产生。在感测频率f_s处，感测电路104a的初级和次级侧高通滤波器可能对电压(跨阻)测量施加较小的影响，并且可以在进一步的处理中(例如，在参考图9的控制、处理和评估电路960中)被校正(补偿)。由这些高通滤波器引起的任何相移可以例如通过执行关于角度(例如，arg{Z_12c})的跨阻抗校准来确定，如先前参考图8A和9提到的。

如先前结合图10讨论的，在一些实现中可能需要第二电容器1006来阻止驱动器电路910的输出处的任何残余DC流动(例如，由于DC偏移)。在一些方面，电容器1006还可以帮助衰减驱动器电路910的输出处的任何残余低频电流分量(例如，在无线电力频率f_wpt及其低频谐波处)。此外，在一些实现中，它还可以用于补偿或部分补偿并联电感器1206的电抗在测量的跨阻Z_12c＝V₂/I₁中的影响。同样，在一些实现中可能需要第三电容器1010来阻止测量电路920的输入处的任何残余DC流(例如，由于DC偏移)。在一些方面，电容器1010还可以帮助衰减测量电路920的输入处的任何残余低频电压分量(例如，在无线电力频率f_wpt及其低频谐波处)。此外，在一些实现中，它还可以用于补偿或部分补偿并联电感器1008的电抗在测量的跨阻Z_12c中的影响。

如图12B所示的驱动器电路910和测量电路920的示例性实现在本文中不再进一步描述，因为它们可以与图10的驱动器电路910和测量电路920相同。

在图12B的电路1210的一些实现中，感测线圈512和514如先前参考图8A和5F讨论的那样紧密耦合。在这种特殊情况下，互感M₁₂分别靠近感测线圈512或514的自感L₁或L₂，如等式(77)所示。结果，电容器820在基本相同的频率下补偿感测线圈512和514之间的互阻抗以及个体感测线圈512和514的自电抗。换言之，关于互感M₁₂的谐振发生在与关于自感L₁和L₂中的每个的谐振基本相同的频率处。如果调谐在谐振上，则由感测电路104a呈现给驱动器电路910的负载阻抗较低并且基本等于初级感测线圈512的损耗电阻R₁，如图8B的等效电路所示。对于驱动放大器电路914的给定输出电压和串联电阻器1018的给定电阻R_seR₁，低负载阻抗(例如，基本等于损耗电阻R₁并且R₁<<R_seR₁)可能有利于满足准理想电流源的要求，如公式(82)所示。同样，如果调谐在谐振上，则由感测电路104a提供给测量电路920的源阻抗较低并且基本等于次级感测线圈514的损耗电阻R₂，如图8B的等效电路所示。对于测量放大器电路924的给定配置和串联电阻器1021的给定电阻R_seR₂，如果R₁被替换为R₂，低源阻抗(例如，基本等于损耗电阻R₂并且R₂<<R_seR₂)可能有利于满足准理想电压测量电路的要求，这从公式(82)可以看出。

为标称感测频率f_s＝3MHz而设计的示例性电路1210可以使用具有基本相等的电感和损耗电阻的感测线圈512和514、电容C＝560pF的补偿电容器820、以及电感L_sh＝5μH的并联电感器1006和1010、具有3V均方根的输出电压约束的运算放大器1015、电阻R_seR₁＝100Ω的多个串联电阻器1018、以及电阻R_seR₁＝150Ω的多个电阻器1021。该示例性电路1200可以提供参考等式(82)的为34.3的驱动器电路910的品质因子和参考等式(83)的为0.02的测量电路920的品质因子，如对于图10的电路1000。

图13A是基于使用电流源电压测量方法的电容补偿互阻抗感测技术的图1的对象检测电路100的一部分的替代实现(电路1300)的电路图。类似于图10的电路1000，电路1300示出了图1的对象检测电路100的模拟前端电路部分，并且出于说明的目的，可以排除各种其他信号生成、处理和评估电路系统。电路1300与图12B的电路1210的不同之处在于驱动器电路910、多个感测电路104和测量电路920的实现。它使用较少的组件并且因此可以提供优于图12B的电路1210的BOM成本优势，如下文更详细地解释的。

多个感测电路104中的每个感测电路(例如，感测电路104a)包括由初级感测线圈512和次级感测线圈514组成的感测元件(例如，感测元件106a)。每个感测电路(例如，感测电路104a)包括开关单元1421，开关单元1421分别包括输入和输出多路复用器916和922(参考图9)的第一开关(例如，开关1016a)和第二开关(例如，开关1023a)。与图9的电路900相比，图13A的电路1300将多路复用器916和922视为多个感测电路104的一部分。多个感测电路104还包括第一电容器820(补偿电容器)、第二电容器1006和第三电容器1010。与图12的电路1200相反，图13A的电路1300的第一、第二和第三电容器是多个感测电路104共用的。多个初级感测线圈512中的每个的第一端子被电连接到电容器1006的第一端子，而多个次级感测线圈512中的每个的第一端子被电连接到电容器1010的第一端子。多个初级感测线圈512中的每个的第二端子被电连接到多个开关1016a、1016b、……、1016nb中的相应开关(例如，开关1016a)的第一端子，而多个次级感测线圈514中的每个的第二端子被电连接到多个开关1023a、1023b、……、1023n中的相应开关(例如，开关1023a)的第一端子。多个开关1016a、1016b、……、1016n和多个开关1023a、1023b、……、1023n中的每个的第二端子被电连接到电路接地。此外，多个感测电路104提供输入端口和输出端口，每个端口具有第一端子和第二端子。输入端口和输出端口对于多个感测电路是共用的。与图12的电路1200相反，输入端口和输出端口对于多个感测电路104a、104b、……、104n是共用的。输入端口也可以称为驱动器端口和测量端口的输出端口。输入端口的第一端子对应于电容器1006的第二端子，而输出端口的第一端子对应电容器1010的第二端子。输入端口的第二端子和输出端口的第二端子对应于电容器820的第一端子，而电容器820的第二端子被电连接到电路接地。

驱动器电路910被电连接到多个感测电路104的公共输入端口。它包括公共的信号源912、驱动放大器电路914和串联电阻器1018。驱动器电路910被配置为作为电流源(例如，如结合图3A所述的电流源306)操作并且选择性地(例如，顺序地)向多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个施加操作(感测)频率f_s的感测电流信号I₁。信号源912生成感测信号，例如具有限定频率f_s、幅度和相位的正弦感测信号。如图13A所示的驱动放大器电路914包括运算放大器1015(例如，低噪声运算放大器)和变压器1318(例如，平衡不平衡变压器)，并且被配置为从信号源912接收感测信号并且提供具有足以选择性地(例如，顺序地)用感测频率f_s的指定感测电流I₁驱动多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个的输出电压的对应电压源输出。变压器1318被配置为将运算放大器1015的不平衡(不对称)输出转换为平衡(对称)输出，以用于选择性地驱动包括公共(补偿)电容器820的多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个。在一些实现中，变压器是1：1变压器。在其他实现中，它以1：2的比率或以任何其他比率1：n₁来变换电压。驱动器放大器电路914连同串联电阻器1018模拟驱动器电路910的输出处的电流源特性，如先前结合图10所述。

测量电路920包括串联电阻器1021和测量放大器电路924。测量电路920被配置为选择性地(例如，顺序地)测量包括公共补偿电容器820的多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个中的电压V₂，并且提供适合于例如在参考图9的控制、处理和评估电路960中进一步处理的水平的与相应电压V₂成比例的测量输出V_out。如图10所示的测量放大器电路924包括运算放大器1025(例如，低噪声运算放大器)和变压器1328(例如，平衡不平衡变压器)，并且被配置为使用反馈电阻器1027作为跨阻放大器操作。变压器1328被配置为将运算放大器1025的不平衡(不对称)输入转换为测量放大器电路处的平衡(对称)输入，以用于选择性地测量包括公共(补偿)电容器820的多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个中的电压V₂。在一些实现中，变压器是1：1变压器。在其他实现中，它以1：2的比率或以任何其他比率1：n₂来变换电压。如先前结合图10所述，测量放大器电路924与串联电阻器1021一起模拟参考图3A的准理想电压测量电路304以选择性地(例如，顺序地)测量包括公共(补偿)电容器820的多个感测电路104a、104b、……、104n中的每个处的电压V₂。它们一起形成具有与电压V₂的符号反相成比例的输出V_out的符号反相电压放大器。

在电路1300的操作中，包括开关1016a和1023a、1016b和1023b、……、1016n和1023n的多个开关单元1421中的每个的两个开关被选择性地(例如，顺序地)闭合以将感测电流信号I₁施加到包括公共(补偿)电容器820的多个感测电路104a、104b、……、104n中的对应感测电路(例如，感测电路104a)。在第一时间间隔内，第一输入多路复用器开关(例如，开关1016a)和对应输出多路复用器开关(例如，开关1023a)闭合，而所有其他开关断开。在第二时间间隔内，第二输入多路复用器开关(例如，开关1016b)和对应输出多路复用器开关(例如，开关1023b)闭合，而所有其他开关断开。在第三时间间隔内，第三输入多路复用器开关(例如，1016n)和对应输出多路复用器开关(例如，1023n)闭合，而所有其他开关断开，等等。例如，如果开关1016a和1023a闭合并且所有其他开关断开，则感测元件106a的初级感测线圈512由感测电流I₁驱动，并且多个感测电路104的公共输出端口处的如图13A所示的电压V₂对应于跨感测电路104a的次级感测线圈514的电压与跨补偿电容器820的电压之和。如果另外，感测频率f_s被调节以用于相对于感测电路104a的互阻抗的谐振，则跨电容器820的电压基本补偿跨感测线圈514的电压，使得多个感测电路104的公共输出端口处的电压V₂变为最小值。换言之，感测电路104a的感测线圈512和514之间的互阻抗由电容器820的电抗来补偿。如果开关1016b和1023b闭合，而所有其他开关断开，并且如果感测频率f_s被调节以用于相对于感测电路104b的互阻抗的谐振，则感测电路104b的感测线圈512和514之间的互阻抗通过电容器820的电抗被补偿，并且多个感测电路104的公共输出端口处的电压V₂变为最小值，等等。

在电路1300的另一操作中，感测电流信号I₁被选择性地(例如，顺序地)施加到包括公共(补偿)电容器820的多个感测电路104中的每个(例如，感测电路104a)，并且电压V₂在与施加有电流I₁的感测电路不同的感测电路(例如，感测电路104b)中被选择性地测量。在该操作中，测量第一感测电路(例如，104a)的感测线圈512和第二感测电路(例如，104b)的感测线圈514之间的互阻抗以检测对象在感测线圈中的至少一个感测线圈附近的存在。在基于不同感测电路的感测线圈之间的交叉耦合的示例操作的第一时间间隔内，第一输入多路复用器开关(例如，开关1016a)和非对应输出多路复用器开关(例如，开关1023b)闭合，而所有其他开关断开。在第二时间间隔内，第二输入多路复用器开关(例如，开关1016b)和非对应输出多路复用器开关(例如，开关1023n)闭合，而所有其他开关断开。在第三时间间隔内，第三输入多路开关(例如，开关1016n)和非对应输出多路开关闭合，而所有其他开关断开，等等。例如，如果开关1016a和1023b闭合并且所有其他开关断开，则感测电路104a的初级感测线圈512由感测电流I₁驱动，并且多个感测电路104的公共输出端口处的如图13A所示的电压V₂对应于跨感测电路104b的次级感测线圈514的电压与跨补偿电容器820的电压之和。如果另外，感测频率f_s被调节以用于相对于感测电路104a的感测线圈512与感测电路104b的感测线圈514之间的互阻抗的谐振，则跨电容器820的电压基本补偿跨感测电路104b的感测线圈514的电压，使得多个感测电路104的公共输出端口处的电压V₂变为最小值。换言之，感测电路104a的感测线圈512与感测电路104b的感测线圈514之间的互阻抗由电容器820的电抗来补偿。如果开关1016b和1023n闭合，而所有其他开关断开，并且如果感测频率f_s被调节以用于相对于感测电路104b的感测线圈512与感测电路104n的感测线圈514之间的互阻抗的谐振，则感测电路104b的感测线圈512与感测电路104c的感测线圈514之间的互阻抗通过电容器820的电抗被补偿，并且多个感测电路104的公共输出端口处的电压V₂变为最小值，等等。

可以理解，第一(补偿)电容器820还可以充当高通滤波器以衰减可能由与频率f_wpt的无线电力传输相关联的强磁场感应到感测线圈512和514中的高电压。因此，第一电容器820还可以用于保护多个感测元件106a、106b、……、106n中的每个的感测线圈512和514、多个多路复用器开关单元1421中的每个、驱动器电路910的组件、和测量电路920，例如使其免受过大电流、随之而来的热效应、过载或超过某些电压限制的损坏。为了更有效地衰减电流I₁中的无线电力传输频率f_wpt及其低频谐波的任何信号分量，驱动器电路910的变压器1318可以被配置为提供相对较低的主电感，该主电感看起来并联连接到(跨)电容器820和所选择的感测电路(例如，感测电路104a)的初级感测线圈512的串联电路。电容器820与变压器1318的主电感一起形成二阶高通滤波器，该二阶高通滤波器有可能将电流I₁中的这些低频信号分量衰减到例如显著低于感测频率f_s的电流电平的电平(例如，在MHz范围)。电路1300可以提供与使用电容器820和并联电感器1206的图12的电路1200类似的衰减。因此，该高通滤波器可以保护驱动器放大器电路914以及多个开关1016a、1016b、……、1016n，并且还可以减少任何交叉调制效应，如先前结合图10讨论的。同样，测量电路920的变压器1328可以被配置为提供相对较低的主电感，该主电感看起来并联连接到(跨)电容器820和所选择的感测电路(例如，感测电路104a)的次级感测线圈514的串联电路，以更有效地衰减电压测量放大器电路920的输入处的电压V₂中的无线电力传输频率f_wpt及其低频谐波的任何信号分量。电路1300可以提供与使用电容器820和并联电感器1008的图12的电路1200类似的衰减。因此，该高通滤波器可以显著降低测量电路920和进一步处理(例如，ADC)中的动态范围要求，例如作为图9的控制、处理和评估电路960的一部分。并联电感器1008还可以减少无线电力传输频率f_wpt及其谐波的任何低频信号与频率f_s(例如，在MHz范围内)的感测信号之间的任何交叉调制效应，如先前结合图10讨论的。在感测频率f_s处，在多个感测电路104的公共输入和输出处有效的这些高通滤波器可以对跨阻测量施加较小影响并且可以在进一步处理中(例如，在参考图9的控制、处理和评估电路960中)被校正(补偿)。由这些高通滤波器引起的任何相移可以例如通过执行关于角度(例如，arg{Z_12c})的跨阻抗校准来确定，如先前参考图8A和图9提到的。

如先前结合图10讨论的，在一些实现中可能需要第二电容器1006来阻止驱动器电路910的输出处的任何残余DC流动(例如，由于DC偏移)。在一些方面，电容器1006还可以帮助衰减驱动器电路910的输出处的任何残余低频电流分量(例如，在无线电力频率f_wpt及其低频谐波处)。此外，在一些实现中，它还可以用于补偿或部分补偿变压器1318的主电感的电抗在测量的跨阻Z_12c＝V₂/I₁中的影响。同样，在一些实现中可能需要第三电容器1010来阻止测量电路920的输入处的任何残余DC流(例如，由于DC偏移)。在一些方面，电容器1010还可以帮助衰减测量电路920的输入处的任何残余低频电压分量(例如，在无线电力频率f_wpt及其低频谐波处)。此外，在一些实现中，电容器1010还可以用于补偿或部分补偿变压器1328的主电感的电抗在测量的跨阻Z_12c中的影响。

在一些实现中，电容器820、1006和1010可以是具有提供高热稳定性的低温度系数的类型(例如，NP0型电容器)，以减少例如在包括电容器820的多个感测电路104a、104b、......、104n中的每个中测量的跨阻抗(例如，电容补偿互阻抗)的热漂移。

在被设计用于标称感测频率f_s＝3MHz、具有3V均方根输出电压约束的运算放大器1015、电阻R_seR₁＝100Ω的串联电阻器1018、匝数比为1∶n₂＝1∶1并且主电感L_m1＝5μH的变压器1318的图13A的电路1300的示例实现中，可以使用电感L₁＝L₂＝5μH的紧密耦合的初级感测线圈512和次级感测线圈514(耦合系数|k ₁₂|＞0.9)、电阻R_seR₂＝150Ω的串联电阻器1012、电容C＝560pF的补偿电容器820、匝数比为1∶n₁＝l∶1并且主电感L_m2＝5μH的变压器1328、以及反馈电阻器的电阻R_f＝590Ω的测量放大器电路。

与图12的电路1200相反，电容器820、1006、1010、串联电阻器1018和1328、以及变压器1318和1328(分别替换并联电感器1206和1008)对于多个感测电路104a、104b、......、104n是公共的，这与图12的电路1200相比提供BOM成本优势。

在一些实现中，开关单元1421包括一对FET，如图13B的详细视图所示。由于每个FET的一个端子被电连接到地，如图13A所示，可以理解，与图12的电路1200所需要的非接地连接的模拟开关(例如，互补FET开关)相比，栅极驱动器电路(图13A和13B中未示出)可以不那么复杂。还可以理解，FET开关(例如，开关1016a和1023a)的导通电阻对于驱动器电路910和测量电路920的功能可能不是关键的，因为它分别合并为总串联电阻R_seR₁和R_seR₂。

图14是示出用于检测对象的方法1400的示例的流程图。参考图12A描述该方法，然而所描述的技术可以使用示例环境、组件或电路的任何先前描述的元素来实现。对元素的引用仅作为示例进行，并不旨在限制可以实现这些技术的方式。方法的操作可以重复、组合、分离、省略、以交替顺序执行，同时执行，或者结合图14所示的其他方法来使用。在操作框1402，方法1400包括从驱动器电路910向初级感测线圈512的第一端子施加处于操作频率的输入信号，初级感测线圈512的第二端子被电连接到电容器820的第一端子。在操作框1404，方法1400还包括在测量电路920处测量被电连接到次级感测线圈514的第一端子的输出处的电气特性，次级感测线圈的第二端子被电连接到电容器820的第一端子。在操作框1406，方法1400还包括基于电气特性检测对象是否靠近初级感测线圈512或次级感测线圈514。

如上所述，上面描述的图1的对象检测电路100的实现可以在感应无线电力传输系统、特别是无线电动车辆充电系统的上下文中实现，在该系统中可能需要检测由于用于电力传输的磁场而可能经历感应加热的对象。

图15示出了参考图1至图14描述的元件/功能中的任何一个可以在其中实现的用于对电动车辆进行充电的无线充电系统1500。

无线充电系统1500使得能够在电动车辆1512停放时对电动车辆1512充电，以便无线地耦合来自基础无线电力传输单元1502a的电力。基础无线电力传输单元1502a可以对应于参考图2A所述的无线电力传输系统200(例如，并且特别地结合了图2A或图2B所示的基侧(例如，传输)无线电力传输结构224)。用于两辆电动车辆的空间被示出在停车区中以停在对应基础无线电力传输单元1502a和1502b之上。在一些实现中，本地分配中心1530可以被连接到电力主干1532，并且被配置为通过电力链路1508向基础无线电力传输单元1502a和1502b提供交流(AC)或直流(DC)供应。基础无线电力传输单元1502a和1502b中的每个还包括用于无线传输电力的基础线圈1504。基础线圈1504可以对应于参考图2A和2B所述的基础无线电力传输结构224的线圈226。如上所述，上面关于图1至图14描述的任何对象检测系统可以被集成到基础无线电力传输单元1502a和1502b中。

电动车辆1512可以包括电池单元1518、电动车辆线圈1516和电动车辆无线电力传输单元1514。电动车辆线圈1516可以对应于参考图2B的无线电力传输结构260的线圈266。

当电动车辆线圈1516位于由基础线圈1504产生的电磁场中时，电动车辆无线电力传输单元1514可以接收电力。该场可以对应于由基础线圈1504输出的能量可以由电动车辆线圈1516捕获的区域。例如，由基础线圈1504输出的能量可以处于足以为电动车辆电池1518充电或供电的水平。

在一些实现中，电动车辆线圈1516可以与基础线圈1504对准，并且因此简单地通过电动车辆操作者定位电动车辆1512使得电动车辆线圈1516相对于基础线圈1504充分对准而被设置在近场区域内。

基站无线充电单元(例如，1502a)可以位于多个位置。作为非限制性示例，一些合适的位置包括电动车辆1512车主家中的停车区、为仿照传统石油基加油站建模的电动车无线充电而保留的停车区、以及诸如购物中心和就业地点等其他位置的停车场。

以无线方式为电动车辆充电可以提供很多好处。例如，充电可以自动执行，实际上无需驾驶员干预或操纵，从而提高用户的便利性。也可以没有暴露的电触点并且没有机械磨损，从而提高无线充电系统1500的可靠性。可以提高安全性，因为可能不需要使用电缆和连接器的操作并且可以没有电缆、插头或插座来在室外环境中暴露在潮湿环境中。此外，也可能没有可见或可触及的插座、电缆或插头，从而减少了对充电设备的潜在破坏。此外，由于电动车辆1512可以用作分布式存储设备以稳定电网，方便的对接至电网解决方案可以有助于增加车辆用于车辆至电网(V₂G)操作的可用性。

图16是示出可以是图15的无线充电系统1500的一部分的无线电力传输系统1600的示例实现的示意图。图16的无线电力传输系统1600包括无线电力传输电路1602。无线电力传输电路包括传输谐振电路1624，传输谐振电路1624包括具有电感L₁的传输线圈1608。传输线圈1608可以对应于参考图2A或2B的无线电力传输线圈226。

无线电力传输系统1600还包括无线电力接收电路1632。无线电力接收电路1632包括接收谐振电路1642，该接收谐振电路1642包括具有电感L₂的接收线圈1638。接收线圈1638可以对应于参考图2B的无线电力传输线圈266。本文中描述的实现可以使用形成谐振结构的电容负载导体回路(例如，多匝线圈)，该谐振结构能够通过磁或电磁近场更有效地将能量从初级结构(传输器)耦合到次级结构(接收器)(例如，其中传输谐振电路1624和接收谐振电路1642都基本调谐到共同的谐振频率)。使用谐振结构来耦合能量可以称为“磁耦合谐振”、“电磁耦合谐振”和/或“谐振感应”。

参考图16，具有电压V_S的电源1622(例如，AC或DC)向传输功率转换电路1604提供功率P_S。在一些实现中，传输功率转换电路1604包括被配置为将电源从标准AC功率转换为合适的DC电压电平的DC功率的诸如AC-DC转换器等电路系统、以及被配置为将DC功率转换为适合于无线高电力传输的操作频率f_wpt(例如，在85kHz)的功率的DC-AC变频器。在一些实现中，传输功率转换电路1604包括逆变器和其他电路系统，该电路系统用于调节从电源1622汲取的电流I_S、传输谐振电路1642中的电流I₁、跨传输谐振电路1624的电压V₁、以及提供给传输谐振电路1624的功率P₁。传输谐振电路1624包括具有与传输线圈1608串联的电容C₁的调谐电容器1606，以补偿基本操作频率f_wpt的传输线圈1608的电抗。当被电流I₁激励时，传输线圈1608生成操作频率f_wpt的磁场。

虽然传输谐振电路1624被示出为串联调谐，但这应当被认为只是一个示例实现。谐振电路1624a、1624b和1624c仅提供并联调谐、并联串联调谐等其他谐振拓扑的几个示例。其他实现可以使用另外的电抗组件，诸如另外的电容器或附加的电感器(例如，用于滤波/匹配和其他目的以形成其他拓扑，例如LCL拓扑等)。传输线圈1608从传输功率转换电路1604接收功率P₁(例如，AC电流被驱动到传输线圈1608中)并且以足以为连接到无线电力接收电路1632的负载充电或供电的水平无线传输功率。例如，由传输线圈1608无线提供的功率电平可以在千瓦(kW)量级(例如，从1kW到110kW的任何地方，尽管实际电平可以更高或更低)。

接收线圈1638可以位于传输线圈1608的近场内。在这种情况下，传输线圈1608和接收线圈1638可以变得彼此无线耦合(例如，经由磁场)，使得电力可以从传输线圈1608无线传送到接收线圈1638。

可以提供具有电容C₂的串联电容器1636以形成具有接收线圈1638的接收谐振电路1642，该接收线圈1638具有基本以操作频率f_wpt谐振的电感L₂。串联调谐接收谐振电路1642应当被解释为示例性的，并且其他谐振拓扑可以与传输谐振电路1624所描述的类似地使用(例如，关于谐振电路1624a、1624b和1624c以形成并联或串联拓扑的任何组合)。

图16还指示传输线圈1608与接收线圈1638之间的磁场耦合，耦合系数k(x,y,z)是垂直间隔(z)和水平位移(x，y)的函数。如果充分耦合到传输线圈1608，则接收谐振电路1642接收功率P₂并且将其提供给无线电力接收电路1632的接收功率转换电路1634。接收谐振电路1642中的电流由I₂表示，跨接收谐振电路1642的电压由V₂表示。

接收功率转换电路1634可以包括AC-DC转换器等，该AC-DC转换器被配置为将操作频率的功率转换回负载1640的电压V_L下的DC功率，该负载1640可以表示电池单元。在一些实现中，接收功率转换电路1634包括整流器以及其他电路系统(例如，DC-DC转换器)，该其他电路系统用于调节接收线圈1638中的电流I₂、跨接收谐振电路1642的电压V₂、电流I_L和提供给负载1640的电源P_L。

传输功率转换电路1604和/或传输谐振电路1624还可以包括被配置为匹配传输谐振电路1624与传输功率转换电路1604之间的阻抗并且提供其他滤波功能(例如，谐波滤波)的其他匹配和/或滤波电路系统。用于以适当的电流/电压驱动传输线圈1608的其他放大器/振荡器和其他电路系统也是可以预期的。同样，接收功率转换电路1634和/或接收谐振电路1642也可以包括类似的匹配和/或滤波器电路系统。

虽然上面使用了术语“线圈”，但传输线圈1608和接收线圈1638也可以对应于其他形式的电力传输元件。因此，术语“线圈”旨在指代可以无线输出或接收能量以耦合到另一“线圈”的组件。然而，在特定示例性实现中，传输线圈1608和接收线圈1638被配置为电线(例如，利兹线)的线圈，并且被配置为“导体回路”，并且更具体地为“多匝导体回路”。

虽然示例已经将本文中描述的实现提供为电动车辆充电系统的一部分，但是参考图1至图14描述的其他这些技术/实现可以用于其他应用。

上述方法的各种操作可以通过能够执行对应功能的任何合适的装置来执行。该装置可以包括各种硬件和/或软件组件和/或模块，包括但不限于电路、专用集成电路(ASIC)或处理器。通常，在有图中所示的操作的地方，这些操作可以包括具有相似编号的对应装置加功能组件。

如本文中使用的，术语“确定”包括多种动作。例如，“确定”可以包括计算(calculating)、计算(computing)、处理、导出、调查、查找(例如，在表、数据库或另一数据结构中查找)、确认等。此外，“确定”可以包括接收(例如，接收信息)、访问(例如，访问存储器中的数据)等。此外，“确定”可以包括解析、选择(selecting)、选择(choosing)、建立等。

如本文中使用的，提及项目列表中的“至少一个”的短语是指这些项目的任何组合，包括单个成员。例如，“a、b或c中的至少一个”旨在涵盖：a、b、c、ab、ac、bc和abc、以及与相同元素的倍数的任何组合(例如，aa、aaa、aab、aac、abb、acc、bb、bbb、bbc、cc和ccc或a、b和c的任何其他顺序)。

结合本公开描述的各种说明性逻辑块、模块和电路可以用旨在执行本文中描述的功能的通用处理器、数字信号处理器(DSP)、ASIC、现场可编程门阵列(FPGA)或其他可编程逻辑器件(PLD)、分立的门或晶体管逻辑、分立的硬件组件、或其任何组合来实现或执行。处理器可以是微处理器，但在替代方案中，处理器可以是任何商用处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可以实现为计算设备的组合，例如DSP和微处理器的组合、多个微处理器、一个或多个微处理器与DSP核相结合、或者任何其他这样的配置。

本文中公开的方法包括用于实现所述方法的一个或多个步骤或动作。在不脱离权利要求的范围的情况下，方法步骤和/或动作可以彼此互换。换言之，除非指定了特定步骤或动作的顺序，否则在不脱离权利要求的范围的情况下，可以修改特定步骤和/或动作的顺序和/或使用。

所描述的功能可以以硬件、软件、固件或其任何组合实现。如果以硬件实现，则示例硬件配置可以包括无线节点中的处理系统。处理系统可以用总线架构来实现。取决于处理系统的特定应用和总体设计约束，总线可以包括任何数目的互连总线和桥接器。总线可以将包括处理器、机器可读介质和总线接口的各种电路链接在一起。总线接口可以用于通过总线将网络适配器等连接到处理系统。总线还可以链接各种其他电路，诸如定时源、外围设备、电压调节器、电源管理电路等。

应当理解的是，权利要求不限于上述的精确配置和组件。在不脱离权利要求的范围的情况下，可以对上述方法和装置的布置、操作和细节进行各种修改、改变和变化。

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