一种用于远距离高分辨率雷达系统的单脉冲和差网络
阅读说明：本技术 一种用于远距离高分辨率雷达系统的单脉冲和差网络 (Monopulse sum-difference network for long-distance high-resolution radar system ) 是由 吴泽威 袁浩俊 张冉 王敏行 蒲友雷 罗勇 于 2020-12-25 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种用于远距离高分辨率雷达系统的单脉冲和差网络,属于单脉冲雷达领域。本发明的和差网络根据单脉冲雷达天线所需的馈电网络设计,为槽间隙波导结构,包括三个输入端口、一个负载端口、两个一级0°/180°电桥、两个二级0°/180°电桥、四个输出端口；TE-(10)模通过输入端口输入,通过一级0°/180°电桥完成第一次和差运算输出两路一级信号,通过两个二级0°/180°电桥完成第二次和差运算输出四路二级信号,最后四路二级信号通过四个输出端口输出。本发明通过移相器改变槽间隙波导的传播常数完成低误差的90°相移,能够提供四路幅相误差小的馈电信号,还具有高功率、低损耗、小型化等优势,有利于集成到单脉冲雷达天线系统。(The invention discloses a monopulse sum-difference network for a long-distance high-resolution radar system, and belongs to the field of monopulse radars. The sum-difference network is designed according to a feed network required by a single-pulse radar antenna, is a slot gap waveguide structure and comprises three input ports, a load port, two first-stage 0/180-degree electric bridges, two second-stage 0/180-degree electric bridges and four output ports; TE 10 The module is input through an input port, first sum and difference operation is completed through a first-stage 0 degree/180 degree electric bridge to output two paths of first-stage signals, second sum and difference operation is completed through two second-stage 0 degree/180 degree electric bridges to output four paths of second-stage signals, and finally the four paths of second-stage signals are output through four output ports. The invention completes low-error 90-degree phase shift by changing the propagation constant of the slot gap waveguide through the phase shifter, and can provide four paths of amplitudesThe feed signal with small phase error also has the advantages of high power, low loss, miniaturization and the like, and is favorable for being integrated into a monopulse radar antenna system.)
技术领域
本发明涉及单脉冲雷达领域，具体涉及一种用于远距离高分辨率雷达系统的单脉冲和差网络。
技术背景
单脉冲雷达天线是一种高精密跟踪天线，由于获取信息数据率的速度快，且具有一定的抗干扰能力，因此单脉冲雷达天线被广泛应用于军事领域。和差网络是单脉冲雷达天线最为关键的器件之一。和差网络通过对辐射天线馈电而形成和差波束，再将雷达天线接收的信号进行和差比较，从而获取角误差信号，实现目标的跟踪定位。当前，常用的单脉冲和差网络主要由波导魔T组成。这种由波导魔T组成的单脉冲和差网络在微波频段上容易实现端口回波损耗，隔离度和幅相一致性等性能指标。但这种通过单个功能器件依次级联的结构，较复杂，不易与其它电路集成。随着工作频率的增高，器件加工和安装误差对和差网络性能的影响明显加剧。通过对和差网络结构进行平面化设计，有利于实现一体化加工，降低工艺实现难度。因此，采用平面化的和差网络结构在高频段越来越受到欢迎。
目前，国内外研究者主要通过四个3dB电桥和四个90°移相器设计平面化的和差网络，这种结构的和差网络只需要经过两次和差运算就能输出信号到单脉冲雷达天线。洪伟等基于基片集成波导设计和差网络，这种结构紧凑，加工难度低[洪伟，刘冰.单脉冲基片集成波导缝隙阵列天线：中国，200610096845.0[P].2007-03-28]。基片集成波导中的电磁场在介质基板内传播，但介质基板的损耗较大，击穿电压比空气低。因此，基于基片集成波导设计的和差网络难以做到低损耗和高功率容量。矩形波导没有介电损耗，而且空腔尺寸远大于基片集成波导，通常被用于设计高功率，低损耗的器件。因此，Pei Zheng等使用矩形波导设计和差网络。但是，Pei Zheng等采用延时线的方式设计90°移相器，这种方式造成的相位延时是随频率变化的，不适用于设计低相位误差的宽带和差网络。而且这种基于矩形波导设计的和差网络，需要分成多个部分加工，后期装配难度大[Pei Zheng,Guo QiangZhao,Shen Heng Xu,et.al“Design of a W-Band Full-Polarization MonopulseCassegrain Antenna”IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters,vol.31,no.6,2017]。后来的研究者，Adrián Tamayo-Domínguez等基于槽间隙波导设计和差网络，槽间隙波导具有和矩形波导类似的空腔尺寸，可以实现高功率和低损耗。而且这种结构不需要金属壁之间有非常好的电接触，只需要保证金属销钉的周期结构，可以减少加工成本，降低装配难度。但Adrián T-amayo-Domínguez等设计的3dB电桥和90°移相器幅相一致性差，导致和差网络的相对带宽为0.7％，幅度误差为1dB,相位误差为10°[Adrián Tamayo-Domínguez,José-Manuel Fernández-González,Manuel Sierra-“3-D-PrintedModifified Butler Matrix Based on Gap Waveguide at W-Band for MonopulseRadar”IEEE Transaction on Microwave Theory and Techniques,vol.68,no.3,Mar2020]。这种通过3dB电桥和移相器组成的和差网络结构紧凑，易于集成。但目前这种平面化的和差网络在低幅相误差情况下，工作带宽窄，主要是因为所用3dB电桥和移相器的设计方式都不适合用于设计低幅相误差的宽带和差网络。而且现有的和差网络难以兼顾低损耗，高功率和宽频带，限制了单脉冲雷达天线的性能。
发明内容
针对现有技术中和差网络结构复杂不易集成，以及平面化的和差网络在低幅相误差情况下存在工作带宽窄、功率容量低、损耗大等问题，本发明提出了一种结构简单紧凑，且具有高功率容量和低损耗的宽带和差网络，该和差网络能够有效改善单脉冲雷达天线的性能。
为了实现上述目的，本发明采用了以下技术方案：
一种用于远距离高分辨雷达系统的单脉冲和差网络，该和差网络为槽间隙波导结构，包括三个输入端口、一个负载端口、两个一级0°/180°电桥、两个二级0°/180°电桥、四个输出端口；所述负载端口用于吸收能量，标准矩形波导TE10模式通过输入端口输入，通过一级0°/180°电桥完成第一次和差运算输出两路一级信号，然后通过两个二级0°/180°电桥完成第二次和差运算输出四路二级信号，最后四路二级信号分别通过四个输出端口输出。
所述一级0°/180°电桥(5-2)包括第一3dB电桥(5-1)、以及设置于第一3dB电桥输出端口的第一移相器(7-1)；所述二级0°/180°电桥(5-4)包括第二3dB电桥(5-3)、连接第二3dB电桥(5-3)输出端口的第三H面90°转弯结构(6-3)、以及设置于第三H面90°转弯结构(6-3)的输入段或输出段的第二移相器(7-2)，当移相器设置于输出段时，能够有效减小和差网络的平面尺寸。
所述一级0°/180°电桥(5-2)的两个输出端口分别通过第二H面90°转弯结构(6-2)连接二级0°/180°电桥的输入端口。
进一步地，所述第三H面90°转弯结构(6-3)的输出端口分别连接矩形波导形式的90°转弯结构(6-4)，矩形波导形式的90°转弯结构的末端为和差网络的输出端口。矩形波导形式的90°转弯结构能够进一步地减小和差网络的平面尺寸。
进一步地，所述三个输入端口、一个负载端口与一级0°/180°电桥之间设置有第一H面90°转弯结构(6-1)。
进一步地，所述第一H面90°转弯结构(6-1)、第二H面90°转弯结构(6-2)和第三H面90°转弯结构(6-3)为槽间隙波导形式的90°直角转弯结构，其转弯半径为槽间隙波导的宽边尺寸。
进一步地，所述槽间隙波导结构由上下两块金属板和周期排列的金属圆柱组成，所述金属圆柱的底端固定连接下方的金属板、顶端与上方的金属板有小于λg/4的间隙，其中λg为波导波长。此时，金属圆柱形成的高阻抗表面，可以使电磁场被限制在槽间隙波导的传播路径内。而且金属圆柱的顶端与上方的金属板不需要接触，可以降低加工难度和装配难度。为了满足金属圆柱的高阻抗条件和低损耗的TE10单模传输，所述金属圆柱和金属板组成的空腔尺寸为标准Ka波段的矩形波导尺寸，金属圆柱的周期为λg/4～λg/2，金属圆柱直径为周期的0.3-0.5倍。
进一步地，所述第一移相器、第二移相器由周期金属销钉构成，通过调节周期金属销钉的尺寸改变槽间隙波导的传播常数，使得E面放置周期金属销钉的一侧与未放置周期金属销钉的一侧有90°的相位差。E面放置周期金属销钉的槽间隙波导一侧与未放置周期金属销钉的一侧相比，两者的相位差θ＝β×L，β为两种结构的传播常数差，L为周期金属销钉结构的纵向长度。
进一步地，所述周期金属销钉的高度、间距和直径都设置在λg/20到λg/10之间。
进一步地，所述周期金属销钉的纵向两端每排周期金属销钉的高度和数量逐渐减小以完成阻抗匹配，这种方式即维持了槽间隙波导的传播常数在宽频带内的均匀变化量，又保证了移相器在宽频带内的相移精度。
进一步地，所述第一3dB电桥、第二结构3dB电桥结构相同，耦合方式为H面单孔耦合，均包括耦合孔、对称设置于耦合孔两侧的两个输入侧波导、两个输出侧波导，所述耦合孔外侧一圈的金属圆柱的两端固定连接上、下方的金属板；所述输出侧波导还设置有匹配销钉，用于进一步优化3dB电桥的隔离度。
根据H面单孔耦合理论，在耦合孔内只能存在TE10和TE20模式，当TE10和TE20两种模式的相位相差90°时，输出端口输出两路等幅且相位相差90°的信号。TE10的波导波长和TE20的波导波长与耦合孔纵向长度l1应该满足：
本发明的和差网络的工作原理如下：
本发明的和差网络根据单脉冲雷达天线所需的馈电网络设计。单脉冲雷达天线通常由分布在四个象限的四个天线子阵列组成。四个天线子阵列需要输入四路幅度相同的信号，而四个天线子阵列输入信号的相位差决定单脉冲雷达天线输出的波束形状。当四路天线子阵列输入信号的相位差为0°时，单脉冲雷达天线输出和波束，获取目标的距离信息。当位于同侧象限的两个天线子阵列与另外两个天线子阵列相位差为180°时，单脉冲雷达天线输出差波束，获取不同平面的角度信息。0°/180°电桥可以输出两路等幅同相或者等幅反相的信号。因此，可以用四个0°/180°电桥组成和差网络。这种结构的和差网络可以进行两次和差运算输出四路信号，为单脉冲雷达天线的和差波束提供所需馈电信号。
本发明的和差网络由两个一级0°/180°电桥和两个二级0°/180°电桥组成，从标准Ka波段矩形波导输入的TE10模式先通过一级0°/180°电桥完成第一次和差运算输出两路等幅同相或等幅反相的信号，再通过两个二级0°/180°电桥完成第二次和差运算输出四路单脉冲天线所需馈电的信号。由于移相器通过改变槽间隙波导的传播常数完成90°相移，这种方式可以在宽频带内实现低误差的90°相移。因此，本发明和差网络可以提供四路幅相误差小的馈电信号。
与现有技术相比，本发明具有以下优势：
1.本发明的和差网络为槽间隙波导结构，不需要整体结构有很好的电接触，降低了加工难度和装配难度。而且槽间隙波导具有和矩形波导类似的空腔尺寸，可以实现高功率和低损耗。
2.本发明的和差网络利用3dB电桥和移相器组合成平面化的和差网络，有利于集成到单脉冲雷达天线系统。
3.本发明设计的3dB电桥为H面单孔耦合方式，解决了现有和差网络在宽频带情况下幅度一致性差的问题。而且H面单孔耦合方式，可以让主波导和副波导都在同一平面，有利于减小和差网络的总体尺寸。
4.本发明设计的移相器通过改变波导色散的方式完成90°的相位延时。这种方式与利用延时线原理的移相器相比，可以在宽频带情况下实现低误差的90°相移，解决了现有和差网络窄带且相位误差大的问题，有利于提高单脉冲雷达天线的抗干扰能力。
附图说明
图1是本发明和差网络的结构示意图
图2是本发明和差网络的内部结构图
图3是本发明和差网络
具体实施方式
的截面结构图
图4是本发明和差网络所用3dB电桥的截面结构图
图5是本发明和差网络所用90°移相器的截面结构图
图6是本发明和差网络所用槽间隙波导H面的90°转弯的截面结构图
图7是本发明和差网络从和端口到四个输出口的幅值仿真结果示意图
图8是本发明和差网络其中一个输出端口与其它输出端口的相位差仿真结果示意图
附图标号说明：1为波导法兰，2输出端口的定位销钉A，3为装配销钉，4为定位销钉B，5-1为第一3dB电桥，5-2为一级0/180°电桥，5-3为第二3dB电桥，5-4为二级0/180°电桥，6-1为第一H面90°转弯结构，6-2为第二H面90°转弯结构，6-3为第三H面90°转弯结构，6-4为矩形波导形式的90°转弯结构，7-1为第一90°移相器，7-2为第二90°移相器，8为3dB电桥输入端的匹配结构，9为3dB电桥输出端的匹配结构，10-1～10-4为耦合孔外侧一圈的金属圆柱，11为输出侧波导的匹配销钉，12为移相器的一级匹配结构，13为移相器的二级匹配结构，14为90°移相器的主移相结构。A为和差网络的和端口，B为和差网络的俯差端口，C为和差网络的方差端口，D为和差网络的负载端口，E为和差网络输出端口E，F为和差网络输出端口F，G为和差网络输出端口G，H为和差网络输出端口H。
具体实施方式
下面结合附图，以一个工作在27.2GHz-34GHz用于远距离高分辨率Ka波段雷达系统的单脉冲和差网络作为实施例，对本发明作进一步详细说明，但本发明的保护范围并不只局限该实施例。
如附图1所示，本发明是一种用于远距离高分辨率Ka波段雷达系统的单脉冲和差网络。这个和差网络可以为单脉冲雷达天线提供低幅相误差的馈电信号。Ka波段标准矩形波导传输链路通过波导法兰1接入和差网络的输入端口，输出端口的定位销钉A用于精准接入之后的天线结构。装配螺钉3和定位销钉B保证整体结构的装配精度。
如附图3所示，所述和差网络结构包括第一3dB电桥5-1，第二3dB电桥5-3，第一90°转弯6-1，第二90°转弯结构6-2，第三90°转弯结构6-3，矩形波导形式的90°转弯结构6-4，第一90°移相器7-1，第二90°移相器7-2。
以和端口为例，将标准Ka波段的矩形波导通过波导法兰1接入和端口A，从标准Ka波段的矩形波导输入TE10模式到槽间隙波导。TE10模式进入槽间隙波导后，先通过第一90°转弯结构6-1，再经过第一3dB电桥5-1输出两路等幅的TE10模式后，通过第一90°移相器7-1，输出两路等幅同相的TE10模式。这两路等幅同相的TE10模式经过两个第二90°转弯结构输入两个第二3dB电桥5-3，这两路TE10模式经过两个第二3dB电桥5-3后输出四路等幅的TE10模式，这四路等幅的TE10模式再分别依次经过第三90°转弯结构6-3、第二90°移相器7-2和矩形波导形式的90°转弯结构6-4输出四路等幅同相的TE10模式。因此，和端口的输入信号和输出信号可以表示为A＝E+F+G+H。俯差信号和方差信号分别通过B端口和C端口进入和差网络完成两次和差运算，俯差端口的输入信号和输出信号可以表示为B＝E+G-F-H，方差端口的输入信号和输出信号可以表示为C＝E+F-G-H。
如图4所示，所述一级3dB电桥和二级3dB电桥的结构完全一样，为H面单孔耦合的3dB电桥，而且整体结构左右对称，H面由周期排列的金属圆柱组成，圆柱直径为1.5mm，高度为3.356mm，E面由两块平行金属板组成，其中一块金属板被用于放置金属圆柱，另一面金属板与金属圆柱保持0.2mm的间隙。波导两侧的金属圆柱和上下金属板所围成的空腔尺寸为7.112mm×3.556mm。所述3dB电桥通过匹配结构8将两侧金属圆柱向耦合孔靠近完成输入端口的阻抗匹配。耦合孔外侧一圈的左右对称分布的六个金属圆柱的直径为1.5mm，高度为3.556mm，其尺寸和相对位置与3dB电桥输出的幅值性能相关。金属圆柱10-1～10-4之间的相对圆心距离分别为l1＝12.8mm，l2＝7.16mm，l3＝4.4mm，l4＝6.95mm。经过耦合孔的TE10模式通过匹配结构9和匹配销钉11到电桥的输出端口，匹配销钉11的直径为1.1mm，高度为0.35mm。
如图5所示，所述90°移相器由槽间隙波导和周期金属销钉组成。槽间隙波导的空腔尺寸为7.112mm×3.556mm。H面的所有金属圆柱直径都为1.5mm，高度都为3.356mm。金属圆柱的纵向间距为3mm，横向间距为3.5mm。金属销钉被放置在槽间隙波导的E面金属板。金属销钉在槽间隙波导的纵向通过从一级匹配结构12到二级匹配结构13再到主移相结构14完成90°移相器的阻抗匹配。具有金属销钉结构的槽间隙波导与未加金属销钉的槽间隙波导相比完成了90°的相位变化。一级匹配结构12的金属销钉直径为0.76mm，高度为0.21mm，纵向周期间距为1.17mm。二级匹配结构13的金属销钉直径为0.76mm，高度为0.26mm，纵向周期间距和横向周期间距分别为1.17mm，1.16mm。主移相结构14的金属销钉直径为0.76mm，高度为0.3mm，纵向周期间距和横向周期间距分别为1.17mm，1.16mm。
如图6所示，槽间隙波导H面的转弯结构为直角转弯其转弯半径为8.3mm。
图7为和差网络的和端口输出信号的幅度仿真结果，从27.2GHz-34GHz四路输出信号的幅度不一致小于0.26dB。
图8为和差网络的其中一路输出信号与另外三路输出信号的相位差仿真结果，从27.2GHz-34GHz四路输出信号的相位不一致小于±3°。
以上实例仅为方便说明本发明，本发明同样可以适用于其它频段的基于槽间隙波导的和差网络上，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理所作的改变、修饰、替代、组合、简化均应视为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。