具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1所示，所述多通道的高精度传感器采集系统可分为如下几个模块：(1)32位的频率计、(2)24位的电压计、(3)处理器模块、(4)口通信模块、(5)电源模块。所述32位的频率计采用运算放大器匹配三路放大器作波形转换器，用于测量传感器的频率输出；所述24位的电压计采用了24位的四通道AD转换器，用于测量传感器的电压输出，处理器模块对测得的电压和频率数据进行处理和打包，串口通信模块将数据发送给上位机，电源模块提供其他模块的工作电压以及参考电压。

如图2所示，该图为一种典型的六轴惯性单元结构图，由3轴陀螺仪和3轴加速度计组成。三轴陀螺仪中X、Y、Z三轴均采用谐振式，输出信号幅度变化与角速度成正比。三轴加速度计中，X和Y轴采用谐振式，输出信号频率变化与加速度成正比；另外Z轴采用扭摆加速度计，输出信号幅度变化与加速度成正比。

如图3所示，该图为六轴惯性单元系统框图，该系统包括了陀螺仪的闭环驱动电路、陀螺仪的检测电路、加速度计的检测电路。该系统将测量的加速度和角速度的转换为电信号输出，其中X、Y、Z三轴陀螺仪输出电压信号1、2、3，Z轴加速度计输出电压信号4，X和Y轴加速度计输出频率信号1、2、3、4。所以六轴惯性单元往往需要测量4路电压信号和4路频率信号。

32位频率计共有四个通道，每个通道数据为32位，精度超过0.01mHz，采样速度大于4kSPS，远远高于现有频率计的精度。每个测量通道由一个正弦转方波模块和一个计数器模块组成，每个所述的正弦转方波模块包括幅值放大电路、幅值比较电路、电压抬升电路，如图1所示。

如图4所示，幅值放大电路包括第一运算放大器U1、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3。第一R1电阻一端与U1正端连接，第二电阻R2一端与U1反端连接、另一端接地，第三电阻R3一端与U1反端连接、另一端与U1输出端连接。本实施例中运算放大器U1型号为OPA2227。

如图5所示，幅值比较电路包括三线放大器U2，3.3V直流电电源和地。U2的1、16脚接3.3V直流电电源、11脚接地。本实施例中的三线放大器U2采用MC10116、5脚接入幅值放大器中电阻R3，3脚接电压抬升器中R4。三线放大器MC10116进行幅值比较和方波整形，交流电压信号经过三线放大器MC10116幅值比较后得到方波信号，并且滤除线路上的谐波信号，再经过电压抬升电路，将方波电压抬升0～VCC范围内，最终得到精准的频率方波信号，具体地，通过其三线放大器MC10116的11脚提供的偏置电压可以使MC10116用作通用的施密特触发器，来完成正弦波转方波的功能。使用时，MC10116的VCC1、VCC2接电源的正端，VEE接电源的负端。VBB为内部参考电压的输入端，当同相输入信号值大于VBB值时，放大器输出正信号；当反相输入信号的值小于VBB时，放大器的输出为负信号。由于MC10116在<VBB<AIN时，其输出信号不变，因而可用于克服信号抖动。AIN、为A放大器输入的同相和反向输入端，AOUT、为A放大器的正向和反向的输出端。B、C放大器的应用与A放大器相同。在这里将VBB接地，VCC接3.3V，大于0V的电压输出3.3V，小于0V的电压输出-3.3V，得到一个幅值为±3.3V的方波。

如图6所示，电压抬升器包括电阻R4、电阻R5、电阻R6、二极管D1。电阻R4一端接U2的3脚。R5一端接R4、另一个接3.3V。R6一端接R4，另一个接地。二极管D1正极接R4，负极为输出端，接FPGA。通过R4和R10的上拉和下拉功能，将电压精确地控制在3.3和-3.3V作用，通过二极管D1，滤除-3.3V电压，使得幅度峰值为3.3V，谷值为0V，得到一个0V～3.3V的方波，频率与输入信号相同。

计数器包括现场可编程逻辑门阵列U3，型号为Cyclone5CEBA4F17C7N。算法采用等精度测量法，精度可达0.01mHz，测量速度可达4kSPS。如图6所示，在等精度测频方法中，控时间是被测信号周期的整数倍，可以将其看作是对被测信号进行2M分频，这里将M称作分频因数。自适应分频根据被测信号频率的变化自适应改变M的值，以满足最佳的测量精度和采样速度。

自适应等精度测量法的原理如图7和图8所示，如图7所示。计数器1和计数器3分别对基准时钟信号的上升沿和下降沿进行计数，而分频器同时实现了对被测信号的计数及测量门限时间的产生，使电路结构得到了简化，且去掉了门控信号，避免了原方法中可能出现的竞争与冒险，提高了系统的可靠性。基准时钟的计数值取两个计数器计数值N_a和N_b的平均值，有

设在一个门控信号周期内，被测信号脉冲计数为N_X，基准时钟的技术为N_S，则被测信号频率F_X可表示为：

其中F_S是基准时钟的频率。

自适应分频的算法流程如图9所示，先设定一个初始的分频因数，然后进行脉冲计数，根据脉冲计数结果迭代出下一次分频因数，并计算被测信号频率值，以此循环，直到停止工作。具体迭代算法由下文说明。

本发明将每次测量结果都视为下一次测量的预测过程，假定设计所要求的测量结果相对误差不大于a，在F_S确定的情况下，有：

在满足设计精度要求的前提下，以门限时间最短为原则，则取：

设第k次测量时的分频因数为M_k-1，基准时钟信号计数个数修正为M′_S(k-1)，则测量结果F_X(k-1)可表示为：

根据选择最优测量门限时间的原则，第k次测量时的分频因数M_k可表示为：

分频因数的迭代算法可表示为：

其中M_k-1是上一次的分频因素，N_s0是第一次计数结果，N′_S(k-1)是上一次的计数结果。如果分频因数的初始值M₀取值过大，则当首次测量时间会因为被测频率低而很长。如果初始值过小，被测频率较高时，在门控时间内无法完成计数，无法继续迭代。所以规定分频因数的初始值M₀的选取原则为取使基准时钟信号计数值不为0的最小值，即：

式中，F_Xmax为测量范围的上限，且分频因数M₀最小为1。由于首次测量所需的时间有可能较长，且结果往往不能达到精度要求，应该舍弃，最终结果从第二个门控信号开始输出。

如图10所示，24位电压计的电路共有四个通道，数据位宽为24位，精度为0.1μV，采样率为4kSPS，采用AD7734作为模数转换器。AD7734是一种4通道AD转换器，采样精度为24位，内部集成滤波器。陀螺仪输出的电压经过AD7734采样后转换为数字信号，进入STM32中进一步处理。具体包括AD转换器U4，电容C1、电容C2、电容C3、电容C4。U4的12脚、13脚、16脚、17脚接陀螺仪输出。U4的11脚、14脚、15脚、18脚、20脚接参考电源2.5V。U4的4脚、19脚、23脚、28脚接地。C1、C2一端接U4的6脚和5V电源另一端接地。C3、C4一端接U4的27脚和3.3V电源另一端接地。U4的5脚接3.3V电源。U4的1、2、24、25、26脚接STM32。采用精度为0.1μV，单个通道采样率为4kSPS。

处理器模块采用STM32嵌入式处理器，型号为STM32F405RGT6。该模块用于对频率测量模块和AD转换模块的控制，并接受四路电电压和四路频率的测量结果，将结果按照协议打包后通过串口通信模块发送给上位机。

串口通信系统由MAX232、RS422以及外围电路组成。串口通信模块将打包好的频率和电压数据通过MAX232和RS422串口发送给上位机，由上位机完成波形的显示以及数据保存功能。

如图11和图12所示，串口通信模块包括缓冲器U6和U7，型号为RS422和MAX232。

电压模块包括电源芯片U8、U9、U10、U11、U12，型号为AMS1117-1.1、AMS1117-2.5、AMS1117-3.3、AMS1117-5.0，输出电压分别为1.1V、2.5V、3.3V、5.0V。精密参考电压U12，型号为ADR421，输出电压为2.5V。

上述的对实施例的描述是为了便于该技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术人员显然可以容易地对这些实施例做出各种修改，并在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于这里的实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，不脱离本发明范畴所做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。