阅读说明：本技术 一种电机直接转矩控制方法 (Direct torque control method for motor ) 是由 李云 诸自强 任远 马雅青 朱世武 詹姆斯·格林 李子健 于 2019-03-08 设计创作，主要内容包括：本发明提供了一种电机直接转矩控制方法,该方法通过对转矩误差进行比例积分调节来补偿定子磁链矢量角的方法来得到双三相永磁同步电机系统中的转矩相关的电压空间矢量给定值,通过比例积分控制器和二倍频谐振控制器来减小双三相永磁同步电机系统中电机和逆变器的固有不对称导致的谐波电压,进而有效抑制了该谐波电压产生的谐波电流。通过六倍频谐振控制器来减小双三相永磁同步电机系统中逆变器非性线因素导致的谐波电压,进而有效抑制了该谐波电压产生的谐波电流,并且在参考电压空间矢量的计算过程中没有引入额外的电机参数,有效增强了对电机参数的鲁棒性。(The invention provides a direct torque control method of a motor, which obtains a voltage space vector set value related to torque in a double three-phase permanent magnet synchronous motor system by a method of compensating a stator flux linkage vector angle by carrying out proportional integral regulation on a torque error, reduces harmonic voltage caused by inherent asymmetry of a motor and an inverter in the double three-phase permanent magnet synchronous motor system by a proportional integral controller and a double frequency resonance controller, and further effectively inhibits harmonic current generated by the harmonic voltage. Harmonic voltage caused by non-linear factors of an inverter in a double three-phase permanent magnet synchronous motor system is reduced through a six-frequency-multiplication resonance controller, harmonic current generated by the harmonic voltage is effectively restrained, extra motor parameters are not introduced in the calculation process of a reference voltage space vector, and robustness of the motor parameters is effectively enhanced.)

一种电机直接转矩控制方法

技术领域

本发明属于电机控制技术领域，尤其涉及一种可应用于例如双三相永磁电机系统的电机直接转矩控制方法。

背景技术

多相电机交流传动系统具有转矩脉动低，容错性能好，控制自由度多等优势。尤其是五相和六相电机系统。双三相永磁电机系统是一种六相电机系统，其包含两套相差30度电角度的定子绕组，这两套定子绕组可以分别采用独立的三相逆变器供电。因此双三相永磁电机系统兼具传统永磁电机和多相电机的优势，近年来得到了广泛的研究与应用。

双三相永磁电机在传统六相坐标系下为高阶、强耦合系统。通过六维解耦坐标变换，可以将双三相永磁电机的电压、电流和磁链矢量投影到三个相互正交的二维子平面中。其中，机电能量转换分量全部投影到了α-β子平面，非机电能量转换分量投影到了z₁-z₂子平面与o₁-o₂子平面。对于两套绕组中性点独立的双三相永磁电机系统而言，o₁-o₂子平面的电压向量为零向量，因此在控制时可以不予考虑。

在双三相永磁电机系统中，虽然只有α-β子平面的电压分量和电流分量与机电能量转换(即转矩的形成)相关，但是若不对z₁-z₂子平面的电压分量和电流分量加以有效控制，即使较小的谐波电压也会在z₁-z₂子平面形成较大的谐波电流，从而容易造成电机发热的加剧和系统效率的下降。双三相永磁电机系统的这一特点决定了在进行双三相电机系统控制时必须同时考虑两个问题：对转矩的有效控制和对谐波电流的有效抑制。

谐波电流由谐波电压在z₁-z₂子平面上作用形成。形成谐波电压主要有以下三个方面的因素：

1)不恰当的逆变器开关信号的生成方法。

2)电机和逆变器自带的不对称，例如电机每套绕组的相间不对称或两套绕组之间的不对称。

3)逆变器的非线性因素，主要为死区作用，其中死区可以视为一个方波电压信号，该信号在进行分解后作用到z₁-z₂子平面上的主要成分为5电压谐波和7次电压谐波。

因此，对双三相永磁电机系统的谐波进行有效的抑制，需要同时对上述三方面因素进行考虑。

传统的双三相永磁同步电机的直接转矩控制从三相永磁电机系统的直接转矩控制拓展而来，即根据磁链滞环比较器和转矩滞环比较器的输出信号和定子磁链的位置信号，从一个离线的最优开关表中选择合适的电压空间矢量来控制逆变器的开关管状态。该方法虽然结构简单，易于实施，但是由于采用传统直接转矩控制中的滞环比较器和开关表来生成逆变器开关信号，会导致很大的转矩脉动，同时由于仅对α-β子平面的电压分量进行了控制，z₁-z₂子平面的电压分量会产生较大的谐波电流，进而增加电机损耗，降低了系统效率。

双三相永磁同步电机的基于正弦脉宽调制(SPWM)的无差拍直接转矩控制是根据电机模型方程直接从磁链误差和转矩误差得到电压参考矢量，并通过SPWM技术输出逆变器的开关管状态控制信号。该方法虽然采用了脉宽调制(PWM)策略，但由于未对电机和逆变器固有的不对称进行考虑，也未对逆变器的非线性因素进行考虑，因此存在较明显的电流谐波。与此同时，由于选择的控制策略对电机参数的依赖性强，因此电机参数的不准确会导致转矩控制的不准确。

综上所述，亟需一种新的能解决上述技术问题的电机直接转矩控制方法。

发明内容

针对上述技术问题，本发明提供了一种新的电机直接转矩控制方法，以解决现有技术不能对例如双三相永磁同步电机系统的转矩进行有效的控制和对谐波电流进行有效的抑制的技术难题。

本发明的技术方案是通过以下方式实现的：

一种电机直接转矩控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

S10：获取双三相电机的六相定子电压信号和六相定子电流信号，通过对获取的信号进行坐标变换获得α-β子平面的定子电压分量、定子电流分量以及z₁-z₂谐波子平面的定子电流分量；获取电机的转子转速和转子位置；

S20：根据步骤S10获得的α-β子平面的定子电压分量和定子电流分量估算定子磁链、定子磁链位置和电磁转矩；

S30：通过对给定的转子转速与步骤S10获取的转子转速之差进行比例积分计算，确定电磁转矩的给定值，进而确定与该电磁转矩的给定值对应的定子磁链幅值的给定值；根据逆变器的直流母线电压和步骤S10获取的转子转速估算与该转子转速对应的定子磁链幅值的给定值；取与电磁转矩的给定值对应的定子磁链幅值的给定值和与转子转速对应的定子磁链幅值的给定值中的较小值作为定子磁链幅值的参考值；

S40：通过对电磁转矩的给定值与步骤S20获得的电磁转矩的计算值之差进行比例积分计算，确定定子磁链的角度增量，根据定子磁链的角度增量、步骤S30确定的定子磁链幅值的参考值和步骤S20获得的定子磁链位置的计算值确定定子磁链的参考值，根据定子磁链的参考值和步骤S20获得的定子磁链的计算值以及步骤S10获得的α-β子平面的定子电流分量确定α-β子平面的电压空间矢量的给定值；

S50：基于步骤S10获得的z₁-z₂谐波子平面的定子电流分量，利用谐波电流控制器获得z₁-z₂谐波子平面的电压空间矢量的给定值；

S60：利用空间矢量脉宽调制技术对步骤S40获得的α-β子平面的电压空间矢量的给定值和步骤S50获得的z₁-z₂谐波子平面的电压空间矢量的给定值进行调制，生成用于控制逆变器开关管的开关信号，从而实现电机直接转矩控制；

其中，所述谐波电流控制器配置为，能够减小因电机和逆变器的固有不对称所导致的谐波电压以及因逆变器非性线因素所导致的谐波电压，进而抑制由这两种谐波电压所产生的谐波电流。

根据本发明的第一个实施例，所述步骤S50进一步包括以下步骤：

S51，基于步骤S10获取的转子位置，对步骤S10获得的z₁-z₂谐波子平面的定子电流分量进行同步旋转坐标变换，得到z₁-z₂谐波子平面同步旋转坐标系下的定子电流分量；

S52，基于z₁-z₂谐波子平面同步旋转坐标系下定子电流分量的参考值为零的条件，根据步骤S51获得的z₁-z₂谐波子平面同步旋转坐标系下的定子电流分量，利用谐波电流控制器获得z₁-z₂子平面同步旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值；

S53，对步骤S52获得的z₁-z₂子平面同步旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值进行同步旋转坐标反变换，得到z₁-z₂谐波子平面的电压空间矢量的给定值；

其中，所述谐波电流控制器包括一个比例积分谐振调节器和一个六倍频谐振调节器，所述比例积分谐振调节器的谐振调节器为二倍频谐振调节器。

根据本发明的第二个实施例，所述步骤S50进一步包括以下步骤：

S51，基于步骤S10获取的转子位置，对步骤S10获得的z₁-z₂谐波子平面的定子电流分量进行正向旋转坐标变换和反向旋转坐标变换，得到z₁-z₂谐波子平面正向旋转坐标系下的定子电流分量和反向旋转坐标系下的定子电流分量；

S52，基于z₁-z₂谐波子平面正向旋转坐标系下定子电流分量的参考值为零的条件，根据步骤S51获得的z₁-z₂谐波子平面正向旋转坐标系下的定子电流分量，利用谐波电流控制器中的一个比例积分调节器和一个六倍频谐振调节器获得z₁-z₂谐波子平面正向旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值；

S53，基于z₁-z₂谐波子平面反向旋转坐标系下定子电流分量的参考值为零的条件，根据步骤S51获得的z₁-z₂谐波子平面反向旋转坐标系下的定子电流分量，利用谐波电流控制器中的另一个比例积分调节器获得z₁-z₂谐波子平面反向旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值；

S54，对步骤S52获得的z₁-z₂子平面正向旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值进行正向旋转坐标反变换和对步骤S53获得的z₁-z₂子平面反向旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值进行反向旋转坐标反变换，并将两者的反变换结果相加，得到z₁-z₂谐波子平面的电压空间矢量的给定值。

根据本发明的第三个实施例，所述步骤S50具体为：

基于z₁-z₂谐波子平面定子电流分量的参考值为零的条件，根据步骤S10获得的z₁-z₂谐波子平面的定子电流分量，利用谐波电流控制器获得z₁-z₂子平面的电压空间矢量的给定值；

其中，所述谐波电流控制器包括比例和基频谐振调节器，五倍频谐振调节器以及七倍频谐振调节器。

根据本发明的实施例，在步骤S30中，在获得电磁转矩的给定值后，通过查找根据最大转矩电流比算法得到的磁链-转矩表确定与该电磁转矩的给定值对应的定子磁链幅值的给定值。

根据本发明的实施例，在所述步骤S20中，通过下式，根据步骤S10获得的α-β子平面的定子电压分量和定子电流分量计算定子磁链ψ_sαβ、定子磁链位置θ_s和电磁转矩T_e：

T_e＝3P(ψ_sαi_sβ-ψ_sβi_sα)

其中，u_sα，u_sβ分别为定子电压在α-β子平面中α轴和β轴上的分量，i_sα，i_sβ分别为定子电流在α-β子平面中α轴和β轴上的分量，ψ_sα，ψ_sβ分别为定子磁链在α-β子平面中α轴和β轴上的分量，R_s为电机的定子电阻，P为电机极对数。

根据本发明的实施例，在所述步骤S30中，通过下式，根据逆变器的直流母线电压和步骤S10获取的转子转速估算与该转子转速对应的定子磁链幅值的给定值：

|ψ_s2 ^*|＝U_max/ω_r

其中，|ψ_s2 ^*|为定子磁链幅值的计算值，ω_r为转子转速，V_dc为逆变器的直流母线电压，U_max为逆变器允许提供的相电压幅值最大值，η为小于1而接近于1的正系数。

根据本发明的实施例，在所述步骤S40中，通过下式，根据定子磁链的角度增量、步骤S30确定的定子磁链幅值的参考值和步骤S20获得的定子磁链位置的计算值确定定子磁链的参考值：

其中，分别为定子磁链的参考值在α-β子平面中α轴和β轴上的分量，为定子磁链的角度增量、为定子磁链幅值的参考值和θ_s为定子磁链位置。

根据本发明的实施例，在所述步骤S40中，通过下式，根据定子磁链的参考值和步骤S20获得的定子磁链的计算值以及步骤S10获得的α-β子平面的定子电流分量确定α-β子平面的电压空间矢量的给定值：

其中，

分别为α-β子平面的电压空间矢量的给定值在α-β子平面中α轴和β轴上的分量，i_sα，i_sβ分别为定子电流在α-β子平面中α轴和β轴上的分量，R_s为电机的定子电阻，T_s为系统的采样周期。

根据本发明的实施例，在所述步骤S50中，

通过下式对z₁-z₂谐波子平面的定子电流分量i_sz1，i_sz2进行同步旋转坐标变换，得到z₁-z₂谐波子平面同步旋转坐标系下的定子电流分量i_szd，i_szq：

通过下式对z₁-z₂谐波子平面同步旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值进行同步旋转坐标反变换，得到z₁-z₂谐波子平面的电压空间矢量的给定值：

其中，v_szd ^*，v_szq ^*分别为z₁-z₂谐波子平面同步旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值的分量，v_sz1 ^*，v_sz2 ^*分别为z₁-z₂谐波子平面的电压空间矢量的给定值的分量，θ_r为转子位置。

与现有技术相比，本发明提供的电机直接转矩控制方法具有如下优点或有益效果：

1)有效减小传统直接转矩控制中较大转矩脉动。

利用对转矩误差进行比例积分调节来补偿定子磁链矢量角的方法来得到与转矩相关的电压空间矢量的给定值，并结合空间矢量脉宽调制(SVPWM)技术来实现对逆变器的开关控制，有效减小了传统直接转矩控制中较大转矩脉动。

2)有效抑制谐波电流

利用比例积分调节器和二倍频谐振调节器等来减小双三相永磁同步电机系统中因电机和逆变器的固有不对称所导致的谐波电压，进而能够有效抑制因该谐波电压而产生的谐波电流。

利用六倍频谐振调节器来减小双三相永磁同步电机系统中因逆变器非性线因素(主要为死区影响)所导致的谐波电压，进而能够有效抑制因该谐波电压而产生的谐波电流。

总之，通过对形成谐波电流的三方面主要因素(不恰当的逆变器开关信号生成方法，电机和逆变器自带的不对称，逆变器非线性因素)同时进行考虑，有效抑制了谐波电流。

3)有效减少控制策略对电机参数的依赖。

通过对转矩误差进行比例积分(PI)调节来补偿定子磁链矢量角的方法来得到转矩相关的电压空间矢量，除了所有直接转矩控制均需用到的磁链观测器中的定子电阻，不需要用到额外的电机参数。由于在参考电压空间矢量的计算过程中没有引入额外的电机参数，有效增强了对电机参数的鲁棒性。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例共同用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。

图1为本发明实施例的双三相永磁同步电机的结构示意图；

图2为本发明实施例的双三相永磁同步电机驱动系统的等效电路图；

图3为本发明实施例一的电机直接转矩控制系统的组成示意图；

图4为利用图3的电机直接转矩控制系统实施相应的电机直接转矩控制方法的工作流程图；

图5为本发明实施例一的电机直接转矩控制系统中的谐波电流控制器的设计图；

图6为本发明实施例二的电机直接转矩控制系统中的谐波电流控制器的设计图；

图7为本发明实施例三的电机直接转矩控制系统中的谐波电流控制器的设计图。

具体实施方式

以下将结合附图及实施例来详细说明本发明的实施方式，借此对本发明如何应用技术手段来解决技术问题，并达成技术效果的实现过程能充分理解并据以实施。需要说明的是，只要不构成冲突，本发明中的各个实施例以及各实施例中的各个特征可以相互结合，所形成的技术方案均在本发明的保护范围之内。

同时，在以下说明中，出于解释的目的而阐述了许多具体细节，以提供对本发明实施例的彻底理解。然而，对本领域的技术人员来说显而易见的是，本发明可以不用这里的具体细节或者所描述的特定方式来实施。

应当说明的是，本发明所提供的方法的适用范围不仅仅适用于双三相永磁同步电机系统，同样适用于双三相异步电机系统(即双三相感应电机系统)。本发明所提供的方法的适用范围不仅仅适用于双三相电机系统(永磁同步电机或异步电机)，同样适用于五相电机系统(永磁同步电机或异步电机)。本发明所提供的方法的适用范围不仅仅适用于双三相或五相电机系统的电动运行状态，同样适用于双三相或五相电机系统的发电运行状态。下面仅以双三相永磁同步电机为例说明本发明的电机转矩控制方法。

图1为现有技术中双三相永磁同步电机的结构示意图。从定子绕组的分布可以看出，定子绕组由两套常规的三相绕组ABC和XYZ组成，每套绕组都是Y型连接，相应的内部绕组在空间上互差120°，而两套三相绕组对应相之间的夹角为30°。因此从硬件电路的设计上讲，双三相永磁同步电机是一个六相系统，为了使定子磁链和永磁体磁链相互作用产生恒定电磁转矩，每套Y形绕组内的相绕组电流相位相差120°，Y形绕组之间对应的相电流相位相差30°。

如图2所示，在双三相永磁同步电机驱动系统中，两套Y形绕组的中心点n和n’相互独立，双三相永磁同步电机采用电压源逆变器供电，驱动主电路由两组三相系统驱动电路共直流母线并联而成，其中6相定子绕组中流过6个相互独立的电流。

实施例一

在本实施例中，利用图3所示的一种双三相永磁同步电机的直接转矩控制系统来实施本发明的控制方法。该系统主要包括：

六维解耦坐标变换模块1，用于获取双三相永磁同步电机的六相定子电压信号v_sABCXZY和六相定子电流信号i_sABCXZY，并对其进行相应的坐标变换，以获得α-β子平面的定子电压分量v_sαβ、定子电流分量i_sαβ以及z₁-z₂谐波子平面的定子电流分量i_sz1z2。

编码器2以及与编码器2连接的转子转速和转子位置获取模块3，用于获取双三相永磁同步电机的转子转速ω_r和转子位置θ_r。当然，也可以利用无位置传感器技术获取双三相永磁同步电机的转子转速ω_r和转子位置θ_r。在此不做限定。

磁链和转矩观测器模块4，用于根据六维解耦坐标变换模块1获得的α-β子平面的定子电压分量和定子电流分量计算定子磁链ψ_sαβ、定子磁链位置θ_s和电磁转矩T_e。

转速比例积分模块5(图中简写为PI模块5)，用于对给定的转子转速ω_r ^*与转子转速和转子位置获取模块3获取的转子转速ω_r之差进行比例积分计算，获得电磁转矩的给定值T_e ^*。

定子磁链幅值给定模块6，用于一方面根据转速比例积分控制模块5提供的电磁转矩的给定值T_e ^*确定与T_e ^*对应的定子磁链幅值的给定值|Ψ_s1 ^*|，另一方面根据逆变器的直流母线电压和转子转速和转子位置获取模块3获取的转子转速ω_r估算与该转子转速ω_r对应的定子磁链幅值的给定值|ψ_s2 ^*|，然后选取与电磁转矩的给定值对应的定子磁链幅值的给定值和与转子转速对应的定子磁链幅值的给定值中的较小值作为定子磁链幅值的参考值|ψ_s ^*|，即|ψ_s ^*|＝min(|ψ_s1 ^*|，|ψ_s2 ^*|)。

转矩比例积分模块7(图中简写为PI模块7)，用于对根据转速比例积分控制模块5提供的电磁转矩的给定值T_e ^*与磁链和转矩观测器模块4估算的电磁转矩的计算值T_e之差进行比例积分计算，获得定子磁链的角度增量Δθ_s ^*。

参考定子磁链计算模块8，用于根据转矩比例积分模块7提供的定子磁链的角度增量Δθ_s ^*、定子磁链幅值给定模块6提供的定子磁链幅值的参考值|ψ_s ^*|和磁链和转矩观测器模块4获得的定子磁链位置的计算值θ_s确定定子磁链的参考值Ψ_sαβ ^*。

参考电压计算模块9，根据参考定子磁链计算模块8提供的定子磁链的参考值ψ_sαβ ^*和磁链和转矩观测器模块4获得的定子磁链的计算值ψ_sαβ以及六维解耦坐标变换模块1获得的α-β子平面的定子电流分量i_sαβ确定α-β子平面的电压空间矢量的给定值v_sαβ ^*。

PARK变换模块10，用于基于转子转速和转子位置获取模块3提供的转子位置θ_r，对六维解耦坐标变换模块1提供的z₁-z₂谐波子平面的定子电流分量i_sz1z2进行同步旋转坐标变换，得到z₁-z₂谐波子平面同步旋转坐标系下的定子电流分量_iszdzq。

谐波电流控制器模块11，用于在z₁-z₂谐波子平面同步旋转坐标系下定子电流分量的参考值i_szdzq ^*为零(即i_szd ^*＝i_szq ^*＝0)的条件下，根据PARK变换模块10提供的z₁-z₂谐波子平面同步旋转坐标系下的定子电流分量i_szdzq，输出相应的z₁-z₂子平面同步旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值v_szdzq ^*。

反PARK变换模块12，用于基于转子转速和转子位置获取模块3提供的转子位置θ_r，对谐波电流控制器模块11输出的z₁-z₂子平面同步旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值v_szdz ^*进行同步旋转坐标反变换，从而输出z₁-z₂谐波子平面的电压空间矢量的给定值v_sz1z2 ^*。

SVPWM模块13，用于利用空间矢量脉宽调制技术对参考电压计算模块9输出的α-β子平面的电压空间矢量的给定值v_sαβ ^*和反PARK变换模块12输出的z₁-z₂谐波子平面的电压空间矢量的给定值v_sz1z2 ^*进行调制，生成用于控制逆变器开关管的开关信号，从而实现对双三相永磁同步电机转矩的控制。

图4为本实施例的电机直接转矩控制方法的工作流程图。该方法主要包括以下步骤：

步骤S10：通过电流传感器和电压传感器获取双三相永磁同步电机的六相定子电压信号u_a，u_b，u_c，u_x，u_y，u_z(为便于标记，在图3所示的系统中简写为v_sABCXZY)和六相定子电流信号i_a，i_b，i_c，i_x，i_y，i_z(为便于标记，在图3所示的系统中简写为i_sABCXZY)，通过对六相定子电压信号和六相定子电流信号分别进行坐标变换获得α-β子平面的定子电压分量u_sα，u_sβ(为便于标记，在图3所示的系统中简写为v_sαβ)、定子电流分量i_sα，i_sβ(为便于标记，在图3所示的系统中简写为i_sαβ)，以及z₁-z₂谐波子平面的定子电流分量i_sz1，i_sz2(为便于标记，在图3所示的系统中简写为i_sz1z2)。

进一步地，该步骤中的坐标变换为六维解耦坐标变换。

以电流变换为例，采用六维解耦坐标变换对六相定子电流进行坐标变换，具体变换式如下：

其中，i_sα，i_sβ分别为定子电流在α-β子平面中α轴和β轴上的定子电流分量，i_sz1，i_sz2分别为定子电流在z₁-z₂谐波子平面中z₁轴和z₂轴上的定子电流分量，i_so1，i_so2分别为定子电流在o₁-o₂子平面中o₁轴和o₂轴上的定子电流分量。

以电压变换为例，采用六维解耦坐标变换对六相定子电压进行坐标变换，具体变换式如下：

其中，u_sa，u_sβ分别为定子电压在α-β子平面中α轴和β轴上的定子电压分量，u_sz1，u_sz2分别为定子电压在z₁-z₂谐波子平面中z₁轴和z₂轴上的定子电压分量，u_so1，u_so2分别为定子电压在o₁-o₂子平面中o₁轴和o₂轴上的定子电压分量。

同时，该步骤还包括获取双三相永磁同步电机的转子转速ω_r和转子位置θ_r。

步骤S20：根据步骤S10获得的α-β子平面的定子电压分量u_sα，u_sβ和定子电流分量i_sα，i_sβ，通过下式计算定子磁链ψ_sαβ、定子磁链位置θ_s和电磁转矩T_e。

T_e＝3P(ψ_sαi_sβ-ψ_sβi_sα)

其中，u_sα，u_sβ分别为定子电压在α-β子平面中α轴和β轴上的分量，i_sα，i_sβ分别为定子电流在α-β子平面中α轴和β轴上的分量，ψ_sα，ψ_sβ分别为定子磁链在α-β子平面中α轴和β轴上的分量，R_s为电机的定子电阻，P为电机极对数，定子磁链ψ_sαβ为ψ_sα，ψ_sβ两者的简写形式。

步骤S30：通过对给定的转子转速ω_r ^*与步骤S10获取的转子转速ω_r之差进行比例积分计算，确定电磁转矩的给定值T_e ^*，进而确定与此电磁转矩的给定值T_e ^*相对应的定子磁链幅值的给定值|ψ_s1 ^*|；根据逆变器的直流母线电压和步骤S10获取的转子转速ω_r估算与该转子转速ω_r相对应的定子磁链幅值的给定值|ψ_s2 ^*|。取与电磁转矩的给定值对应的定子磁链幅值的给定值|ψ_s1 ^*|和与转子转速对应的定子磁链幅值的给定值|ψ_s2 ^*|中的较小值作为定子磁链幅值的参考值|ψ_s ^*|。

一方面，基于电磁转矩的给定值T_e ^*，可以通过查找根据最大转矩电流比算法得到的磁链-转矩表来确定与此电磁转矩的给定值T_e ^*相对应的定子磁链幅值的给定值|ψ_s1 ^*|。

另一方面，根据逆变器的直流母线电压V_dc和步骤S10获取的转子转速ω_r，可以利用下式确定与该转子转速ω_r相对应的定子磁链幅值的计算值|ψ_s2 ^*|：

|ψ_s2 ^*|＝U_max/ω_r，

其中，U_max为逆变器允许提供的相电压幅值最大值，η为小于1而接近于1的正系数。η取值可以为0.95。

在得到与电磁转矩的给定值对应的定子磁链幅值的给定值|ψ_s1 ^*|和与转子转速对应的定子磁链幅值的给定值|ψ_s2 ^*|之后，选取两者中的较小值作为定子磁链幅值的参考值|ψ_s ^*|，即|ψ_s ^*|＝min(|ψ_s1 ^*|，|ψ_s2 ^*|)。

步骤S40：通过对电磁转矩的给定值T_e ^*与步骤S20获得的电磁转矩的计算值T_e之差进行比例积分计算，确定定子磁链的角度增量Δθ_s ^*，从而能够根据定子磁链的角度增量Δθ_s ^*、步骤S30确定的定子磁链幅值的参考值|ψ_s ^*|和步骤S20获得的定子磁链位置的计算值θ_s确定定子磁链的参考值ψ_sαβ ^*，进而根据定子磁链的参考值ψ_sαβ ^*和步骤S20获得的定子磁链的计算值ψ_sαβ以及步骤S20获得的α-β子平面的定子电流分量i_sα，i_sβ确定α-β子平面的电压空间矢量的给定值

具体地，根据定子磁链的角度增量Δθ_s ^*、步骤S30确定的定子磁链幅值的参考值|ψ_s ^*|和步骤S20获得的定子磁链位置的计算值θ_s，利用下式确定的定子磁链的参考值ψ_sαβ ^*。

其中，ψ_sα ^*为定子磁链的参考值在α-β子平面的α轴上的分量，ψ_sβ ^*为定子磁链的参考值在α-β子平面的β轴上的分量，ψ_sαβ ^*为矢量的简写形式，其中j为虚部符号。

然后，根据定子磁链的参考值ψ_sαβ ^*和步骤S20获得的定子磁链的计算值ψ_sαβ以及步骤S20获得的α-β子平面的定子电流分量i_sα，i_sβ，利用下式确定α-β子平面的电压空间矢量的给定值v_sαβ ^*。

其中，为电压空间矢量的给定值在α-β子平面的α轴上的分量，为电压空间矢量的给定值在α-β子平面的β轴上的分量，R_s为定子电阻，T_s为系统的采样周期。

为矢量的简写形式，其中j为虚部符号。

步骤S50：基于步骤S10获得的z₁-z₂谐波子平面的定子电流分量，利用谐波电流控制器获得z₁-z₂谐波子平面的电压空间矢量的给定值。

具体地，该步骤又分为以下小步骤：

步骤S51，基于步骤S20获取的转子位置θ_r，利用下式对步骤S10获得的z₁-z₂谐波子平面的定子电流分量i_sz1，i_sz2进行同步旋转坐标变换，得到z₁-z₂谐波子平面同步旋转坐标系下的定子电流分量i_szd，i_szq。

其中，i_szd，i_szq分别为定子电流在z₁-z₂谐波子平面同步旋转坐标系中的分量，i_sz1，i_sz2分别为定子电流在z₁-z₂谐波子平面的分量，θ_r为转子位置。

步骤S52，基于z₁-z₂谐波子平面同步旋转坐标系下定子电流分量的参考值为零的条件，即

根据步骤S51获得的z₁-z₂谐波子平面同步旋转坐标系下的定子电流分量i_szd和i_szq，利用谐波电流控制器获得z₁-z₂子平面同步旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值

为矢量

的简写形式，其中j为虚部符号。

如图5所示，本实施例的谐波电流控制器由一个比例积分谐振调节器和一个六倍频谐振调节器组合而成，所述比例积分谐振调节器的谐振调节器为二倍频谐振调节器。

比例积分谐振调节器的传递函数如下：

其中，k_p，k_i，k_r2分别为比例积分谐振调节器的比例系数、积分系数和二倍频谐振系数，ω为频率。

六倍频谐振调节器的传递函数如下：

其中，k_r6为6倍频谐振调节器系数。

具体地，将步骤S51获得的z₁-z₂谐波子平面同步旋转坐标系下的定子电流分量i_szd和i_szq以及输入谐波电流控制器，通过谐波电流控制器，得到z₁-z₂子平面同步旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值 为矢量的简写形式，其中j为虚部符号。

S53，对步骤S52获得的z₁-z₂子平面同步旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值

进行同步旋转坐标反变换，得到z₁-z₂谐波子平面的电压空间矢量的给定值

为矢量

的简写形式，其中j为虚部符号。

具体地，通过下式对z₁-z₂谐波子平面同步旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值进行同步旋转坐标反变换，得到z₁-z₂谐波子平面的电压空间矢量的给定值

其中，v_szd ^*，v_szq ^*分别为z₁-z₂谐波子平面同步旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值的分量，v_sz1 ^*，v_sz2 ^*分别为z₁-z₂谐波子平面的电压空间矢量的给定值的分量。

步骤S60：利用空间矢量脉宽调制(SVPWM)技术对步骤S40获得的α-β子平面的电压空间矢量的给定值和步骤S50获得的z₁-z₂谐波子平面的电压空间矢量的给定值进行调制，生成用于控制逆变器开关管的开关信号，从而实现对双三相永磁同步电机转矩的控制。

实施例二

在本实施例中，采用了不同于实施例一的处理方式。具体地，在双同步旋转坐标系下采用了一种包括双PI控制器的谐波电流控制器来替代实施例一中的谐波电流控制器。如图6所示，该谐波电流控制器包括一个比例积分调节器和一个六倍频谐振调节器。

比例积分调节器的传递函数如下：

其中，k_p，k_i分别为比例积分调节器的比例系数、积分系数。

六倍频谐振调节器的传递函数如下：

其中，k_r6为6倍频谐振调节器系数。

相应的，本实施例的控制方法的步骤S10至S40、S60均与实施例一相同，不同之处在于步骤S50。在本实施例中，采用了不同于实施例一的双同步旋转坐标变换将谐波电流信号变换到正向旋转坐标系和反向旋转坐标系，再分别用两个PI调节器对两组电流误差进行控制，以实现对基频正序分量和负序分量的调节，同时采用正向旋转坐标系下6倍频谐振调节器来调节逆变器死区带来的5次谐波和7次谐波(如图6所示)。

具体地，步骤S50分为以下小步骤：

S51，基于步骤S20获取的转子位置，对步骤S10获得的z₁-z₂谐波子平面的定子电流分量进行正向旋转坐标变换和反向旋转坐标变换，得到z₁-z₂谐波子平面正向旋转坐标系下的定子电流分量和反向旋转坐标系下的定子电流分量；

S52，基于z₁-z₂谐波子平面正向旋转坐标系下定子电流分量的参考值为零的条件，根据步骤S51获得的z₁-z₂谐波子平面正向旋转坐标系下的定子电流分量，利用谐波电流控制器中的一个比例积分调节器和一个六倍频谐振调节器获得z₁-z₂谐波子平面正向旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值；

S53，基于z₁-z₂谐波子平面反向旋转坐标系下定子电流分量的参考值为零的条件，根据步骤S51获得的z₁-z₂谐波子平面反向旋转坐标系下的定子电流分量，利用谐波电流控制器中的一个比例积分调节器获得z₁-z₂谐波子平面反向旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值；

S54，对步骤S52获得的z₁-z₂子平面正向旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值进行正向旋转坐标反变换和对步骤S53获得的z₁-z₂子平面反向旋转坐标系下的电压空间矢量的给定值进行反向旋转坐标反变换，并将两者的反变换结果相加，得到z₁-z₂谐波子平面的电压空间矢量的给定值。

实施例三

在本实施例中，采用了不同于实施例一和实施例二的处理方式。具体地，在静止坐标系(即没有进行坐标变换)下采用了另外一种谐波电流控制器。

具体地，该谐波电流控制器由比例和基频谐振调节器，五倍频谐振调节器以及七倍频谐振调节器组合而成(如图7所示)。

比例和基频谐振调节器的传递函数如下：

五倍频谐振调节器的传递函数如下：

七倍频谐振调节器的传递函数如下：

其中，k_p为比例积分调节器的比例系数，k_r为基频谐振调节器系数，k_r5为5倍频谐振调节器系数，k_r7为7倍频谐振调节器系数。

同样地，本实施例的控制方法的步骤S10至S40、S60均与实施例一和实施例二相同，不同之处在于步骤S50。在本实施例中，不需要进行坐标变换，即无需转子位置，但需要三个不同频率的谐振调节器：比例和基频谐振调节器来调节基频次的正序和负序分量，5倍频频谐振调节器来调节逆变器死区带来的5次谐波，7倍频谐振调节器来调节逆变器死区带来的7次谐波。

具体地，所述步骤S50为：

基于z₁-z₂谐波子平面定子电流分量的参考值为零的条件，根据步骤S10获得的z₁-z₂谐波子平面的定子电流分量，利用谐波电流控制器获得z₁-z₂子平面的电压空间矢量的给定值。

应当说明的是，虽然本发明所公开的实施方式如上，但所述的内容只是为了便于理解本发明而采用的实施方式，并非用以限定本发明。例如，本发明所提供的方法的适用范围不仅仅适用于双三相永磁同步电机系统，同样适用于双三相异步电机系统(即双三相感应电机系统)。本发明所提供的方法的适用范围不仅仅适用于双三相电机系统(永磁同步电机或异步电机)，同样适用于五相电机系统(永磁同步电机或异步电机)。本发明所提供的方法的适用范围不仅仅适用于双三相或五相电机系统的电动运行状态，同样适用于双三相或五相电机系统的发电运行状态。因此，任何本发明所属技术领域内的技术人员，在不脱离本发明所公开的精神和范围的前提下，可以在实施的形式上及细节上作任何的修改与变化，但本发明的专利保护范围，仍须以所附的权利要求书所界定的范围为准。