具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本发明针对存在共道干扰的多用户上行通信场景，提出一种基于信号虚拟分解的空域和功率域联合多址接入方法，适用于包含多个期望发射机和一个公共接收机的无线通信系统，解决多路并发通信间的无线干扰问题。通过引入一个调和发射机，调和发射机通过对虚拟调和信号分量的功率开销进行遍历，使调和信号的功率开销最小，据此选定一个合适的正交基，将该正交基包含的基向量所表征的空间特征作为在公共接收机处恢复的多路期望信号的方向，进而求解能够与期望发射机的实际发送信号相互作用、以在公共接收机处恢复出期望信号的调和信号，确定调和信号的预编码向量以及调和信号携带的数据符号，调和发射机根据调和信号的预编码向量及其携带的调和数据构造调和信号并发送给公共接收机，该调和信号可虚拟分解成多个相互正交的调和信号分量，调和信号分量与期望发射机实际发送的信号在公共接收机处相互作用，使公共接收机可以从接收到的混合信号中恢复出多路相互正交的信号，并从这些信号中恢复出多个用户的期望数据。

所提SPD-VSDMA对调和信号的功率开销进行最小化，是一种功率域的调整，并且该功率域的调整同时影响了调和信号的预编码向量设计，以及公共接收机恢复得到的多路期望信号的空间特征，是一种空域和功率域的联合设计。所提方法可以使公共接收机无干扰地恢复出多路期望数据，实现多址，提高系统的频谱效率。

如图1所示，本发明实施例提供的应用于多用户上行通信系统的一种基于信号虚拟分解的空域和功率域联合多址接入方法包括以下步骤：

步骤101，系统由N个期望发射机、1个公共接收机和1个调和发射机组成，公共接收机和期望发射机共享信道状态信息，公共接收机将各个期望发射机的信道状态信息共享给调和发射机，同时期望发射机将实际发送的数据信息共享给调和发射机；

步骤102，每个期望发射机根据对自己与公共接收机之间的信道矩阵进行奇异值分解得到预编码向量p_k(k＝1,2,…,N)。期望发射机Tx_k向公共接收机发送携带数据x_k′的信号s′_k；

具体的，期望发射机Tx_i向公共接收机发送携带数据x_k′的信号s′_k，x_k′可以从与Tx_k的原期望数据x_k所属的相同调制符号集合中随机选取。

步骤103，调和发射机通过遍历以选定一个合适的正交基，并将该正交基包含的基向量所表征的空间特征作为在公共接收机处恢复的多路期望信号的方向，进而求解能够与期望发射机的实际发送信号相互作用，以在公共接收机处恢复出期望信号的调和信号，并进一步得到调和发送数据x_c及其调和预编码向量p_c，调和发射机将调和信号的信息以及选定的正交基共享给所有期望发射机，并将该正交基同时共享给公共接收机，调和发射机将调和信号发送给公共接收机；

具体的，调和信号可虚拟地分解成多个相互正交的虚拟调和信号分量。

步骤104，期望发射机计算滤波后的期望数据增益α_k(k＝1,2,…,N)，并将滤波后的期望数据增益发送给所述公共接收机，公共接收机用匹配滤波向量对恢复出的混合信号进行滤波，恢复出期望数据x_k。

具体的，期望发射机Tx_k(k＝1,2,…,N)根据来自调和发射机的选定的正交基信息确定公共接收机处的匹配滤波向量，计算滤波后的期望数据增益α_k(k＝1,2,…,N)，并将滤波后的期望数据增益α_k发送给公共接收机，公共接收机采用调和发射机共享的正交基确定滤波向量对接收到的混合信号进行滤波，并用滤波输出除以期望数据增益α_i，恢复出期望数据x_i。

下面结合附图对本发明的应用原理作进一步的描述。

如图2所示，本发明研究无线通信上行传输系统。系统中存在N个期望发射机，所有期望发射机向一个公共接收机Rx₀发送信号。Tx_k表示第k个期望发射机，配备了根天线，发射功率为其中k＝1,2,…,N。N个期望发射机均采用波束成形(Beamforming,BF)方式向公共接收机发送单路数据流。期望发射机不再发送期望数据x_k，而是发送数据x_k′，所有的期望发射机采用相同的调制方式，x_k′可以从与Tx_i的原期望数据x_i所属的相同调制符号集合中随机选取。为了在公共接收机处正确区分来自N个期望发射机的信号，引入调和发射机Tx_c，其配备根天线，发射功率为P_c。Tx_c发送一路调和信号，携带调和发送数据x_c。另外，公共接收机Rx₀配备根接收天线。和分别表示Tx_k与Rx₀、Tx_c与Rx₀之间的信道状态信息(Channel StateInformation,CSI)，Tx_k需要将自己的数据信息及其与Rx₀之间的CSI共享给调和发射机。上述信道矩阵服从零均值、单位方差的复高斯分布。假设信道状态在一个由若干个连续时隙构成的块(Block)内保持不变，用于CSI和控制信令传递的链路是稳定、无差错的，并且传输延迟与信道变化的时间尺度相比可以忽略不计。Rx₀可以通过来自期望发射机机的反馈准确获得所有信道的CSI。多个期望发射机到Rx₀的信号传输之间存在相互干扰，引入调和发射机向Rx₀发送一路调和信号，与期望发射机发送的信号在Rx₀处相互作用，可以使Rx₀从接收混合信号中恢复出多路相互正交的期望信号，进而从这些期望信号中解调出用户数据信息。SPD-VSDMA对调和信号的功率开销进行最小化，是一种功率域的调整，并且该功率域的调整同时影响了调和信号的预编码向量设计，以及公共接收机恢复得到的多路期望信号的空间特征，是一种空域和功率域的联合设计。

图3给出SPD-VSDMA的设计原理。调和信号s_c可以虚拟分解为s_c1和s_c2，它们与期望发射机的实际发送信号s₁′和s₂′分别作用，可以在Rx₀处恢复出相互正交的期望信号s₁与s₂，s₁与s₂的空间特征可以由一组标准正交基确定，该正交基所包含的基向量的空间特征分别对应信号矢量s₁和s₂的方向。

本发明的实现步骤如下：本实施例的适用场景是假设发射机与接收机已经建立了时间同步，接下来可以按照本发明的操作进行多用户通信。本实施例中的数据信息包括期望发射机发送的数据信息、期望发射机的实际发送数据信息，以及调和发射机发送的调和数据信息。

步骤1，系统由2个期望发射机、1个公共接收机和1个调和发射机组成，公共接收机和期望发射机共享信道状态信息，公共接收机将各个期望发射机的信道状态共享给调和发射机，同时期望发射机将实际发送的符号信息共享给调和发射机；

具体而言，系统包含的2个期望发射机为Tx₁和Tx₂，1个调和发射机为Tx_c，其中公共接收机Rx₀广播导频信号，各个期望发射机估计信道信息并反馈给Rx₀，然后公共接收机Rx₀将各个期望发射机的信道状态信息共享给调和发射机，同时期望发射机将实际发送的符号信息共享给调和发射机。公共接收机Rx₀与Tx_k(k＝1,2)之间的信道状态信息记为H_k(k＝1,2)，Rx₀和Tx_c间的信道状态信息记为H_c。

步骤2，期望发射机Tx₁和Tx₂根据自己与公共接收机之间的信道矩阵设计预编码向量p_k(k＝1,2)。两个期望发射机向公共接收机发送携带符号x_k′(k＝1,2)的信号s′_k(k＝1,2)；

(2a)两个期望发射机的预编码向量p₁和p₂可以通过分别对信道矩阵H₁和H₂进行奇异值分解获得，其中期望发射机的预编码选取自对信道矩阵进行奇异值分解得到的右奇异矩阵的第一列向量。期望发射机Tx₁和Tx₂采用二进制相移键控(Binary Phase ShiftKeying,BPSK)调制，x₁′和x₂′可以分别从与期望发射机的原期望数据x₁和x₂所属的相同调制符号集合Ω＝{-1,1}中随机选取，其中，x′_k(k＝1,2)表示期望发射机向公共接收机实际发送的数据符号，x_k(k＝1,2)表示期望发射机希望发送给公共接收机的原期望数据。

(2b)调和发射机Tx_c向公共接收机Rx₀发送携带数据x_c的调和信号，公共接收机对接收到的调和信号进行虚拟地正交分解，得到2个虚拟调和信号分量，即：

其中，调和信号P_E表示调和发射机发送调和信号的发射功率，s_c1和s_c2表示虚拟调和信号分量，〈s_c1,s_c2>表示虚拟调和信号分量s_c1和s_c2的内积，|·|表示计算模值。

(2c)公共接收机Rx₀接收到的来自期望发射机Tx₁和Tx₂的实际发送信号为该分量与虚拟调和信号分量s_ck(k＝1,2)相互作用，得到s_ck+s′_k，s_ck+s′_k也是公共接收机恢复出的第k路期望信号s_k，即s_k＝s_ck+s′_k，其中，和表示期望发射机的发射功率。

步骤3，调和发射机通过遍历以选定一个合适的正交基，并将该正交基包含的基向量所表征的空间特征作为在公共接收机处恢复的多路期望信号的方向，进而求解能够与期望发射机的实际发送信号相互作用，以在公共接收机处恢复出期望信号的调和信号，并进一步得到调和信号携带的调和发送数据x_c及其调和预编码向量p_c，其中调和信号可虚拟地分解成多个相互正交的虚拟调和信号分量，调和发射机将调和信号的信息以及所选定的正交基共享给所有期望发射机，并将所选定的正交基同时共享给公共接收机，调和发射机将调和信号发送到公共接收机；

(3a)调和发射机根据不同的正交基进行多址设计会产生不同的调和信号功率开销，为了使在给定的正交基下最小化调和信号的功率开销，将恢复出的期望信号s₁和s₂的单位方向向量记为和则实际发送信号在期望信号方向上的正交投影为可以得到虚拟调和信号分量为式(2)，其中k＝1,2，由和所构成的正交向量构成一组正交基。调和发射机根据期望发射机的实际发送信号s′_k，可以通过遍历得到使调和信号功率开销最小的正交基，该正交基包含的向量即表示公共接收机Rx₀恢复出的两路期望信号的方向。

(3b)令η₁＝||s_c1||²，η₂＝||s_c2||²表示第k(k＝1,2)个期望发射机发送的信号所需的虚拟调和信号分量的功率开销，在区间(0,||s₁′||²)内对η₁进行遍历取值，对于遍历过程中的每一个η₁值，都可以在k＝1时根据式(2)得到一个单位向量并判断每一个在k＝1时符合式(3)的第一个子式的单位向量对k＝1时满足式(3)的第一个子式的及其对应的η₁进行保存，对于一个η₁，可能会出现多个在k＝1时符合式(3)的第一个子式的对于每一个符合式(3)的第一个子式的根据求解单位向量且所得单位向量需在k＝2时满足式(3)的第一个子式，根据η₂＝||s_c2||²求解η₂，将这些符合式(3)的和分别记作和并保存每一组对应的功率开销，第t组对应的功率开销记为得到调和功率开销，选取最小的记为并得到对应的和分别记为和则和即为遍历得到的正交基，将期望发射机发送的信号恢复到该正交基包含的基向量所表征的空间方向上，调和发射机的功率开销最小，为调和信号可以表示为：

(3c)计算调和信号的发射预编码向量以及调和信号携带的调和发送数据。根据以及计算得到的最小功率开销P_cmin可得以及按照式(11)得到的调和信号，令参数a₁，a₂，b₁和b₂为已知量，调和发射机的发送数据符号可以表示为x_c＝a_c+b_ci(定义可得b_c＝a_c tanθ_c)，其中θ_c由调和发射机在相位区间[0,2π)选取。调和信号的预编码向量其中a_c1，a_c2，b_c1和b_c2为未知数，且||p_c||＝1，则有由此可以得到则根据复数的实部和虚部对应相等的原则，可以得到方程组式(5)，其中k＝1,2。

对式(5)所包含的所有子式的等号两边取平方并相加，可得故可以得到调和信号携带的符号为：

x_E＝a_c+a_c tanθ_ci (12)

由||p_c||＝1，对等号两边同时除以可得可得到调和信号的预编码向量为：

调和发射机将调和信号的信息以及遍历所得的正交基共享给所有期望发射机，并同时将所得的正交基共享给公共接收机，调和发射机向公共接收机发送一路携带调和数据的调和信号。

步骤4，期望发射机Tx₁和Tx₂根据来自调和发射机的选定的正交基确定公共接收机处的匹配滤波向量，并计算滤波后的期望数据增益α₁和α₂，然后将计算所得的期望数据增益发送给公共接收机，公共接收机采用调和发射机共享的正交基确定滤波向量对接收到的混合信号进行滤波，并用滤波输出除以期望数据增益，恢复出期望数据x₁和x₂。

(4a)期望发射机Tx_k(k＝1,2)用波束成形的方式，以发射功率和预编码p_k(k＝1,2)分别向公共接收机发送数据x₁′和x₂′的信号，调和发射机以发射功率P_cmin和调和预编码p_c向公共接收机发送携带调和发送数据x_E的调和信号，在公共接收机处，对恢复出的期望信号分量进行匹配滤波，期望发射机根据来自调和发射机的选定的正交基确定公共接收机处的匹配滤波向量，该滤波向量记为和则期望发射机可以根据调和发射机共享的调和信号信息和正交基计算出滤波后得到的期望数据的增益为：

(4b)期望发射机将滤波后的期望数据增益发送给公共接收机，公共接收机采用调和发射机共享的正交基确定滤波向量对接收到的混合信号进行滤波，并用滤波输出除以期望数据增益，恢复出期望数据x₁和x₂：

可以得到系统的频谱效率为：

图4给出了本发明的控制信息交互示意图。如图所示，第一阶段对应于步骤(1)，期望发射机将其信道状态信息共享给公共接收机，并将实际发送的符号信息共享给调和发射机，然后公共接收机再将期望发射机的信道状态信息共享给调和发射机。第二阶段对应于步骤(3)和(4)，调和发射机根据遍历得到的正交基和调和信号，并将调和信号和选定的正交基共享给期望发射机，也将选定的正交基共享给公共接收机，期望发射机根据调和发射机共享的正交基和调和信号信息，进一步计算得到期望数据增益，然后将此增益共享给公共接收机。

下面结合仿真对本发明的应用效果作详细的描述。

一、仿真条件：

为了对本发明性能进行评估，我们假设通信系统包括两个期望发射机Tx₁和Tx₂，一个调和发射机Tx_c以及一个公共接收机Rx₀，假设所有发射机和接收机均配置两根天线。Tx₁和Tx₂采用BPSK调制，且分别向Rx₀发送数据x₁′和x₂′的实际发送信号s₁′和s₂′。期望发射机向公共接收机传输的期望数据为x₁和x₂，其中x₁′,x₂′,x₁,x₂均取自调制符号集Ω＝{-1,1}。Tx₁和Tx₂的发射功率相同，为噪声功率为信噪比(Signal-to-Noise Ratio,SNR)为在仿真中，选取SNR∈[-10,20]dB。

将ZF、MF、IS、IN以及VSDMA与所提方案在上述通信场景中进行性能仿真与比较。

二、仿真内容：

说明书附图的图5给出了期望发射机个数N＝2时，采用SPD-VSDMA、ZF、MF、IS、IN以及VSDMA的系统平均频谱效率(Spectral Efficiency,SE)随信噪比变化的情况。如图4所示，SPD-VSDMA与VSDMA的SE性能几乎重叠，并且优于其它方法的SE，这是由于SPD-VSDMA与VSDMA均能够保证恢复得到的多路期望信号在公共接收机处互相正交，从而消除了多路期望信号间的相互干扰。采用ZF接收，虽然期望信号间也不存在干扰，但是期望信号的功率会有所损失，因此SPD-VSDMA的性能优于ZF。在低信噪比时，MF的SE优于ZF，与SPD-VSDMA接近。这是由于MF能够最大化期望信号功率的接收，其性能主要取决于干扰的强度，当信噪比低时，两路期望信号间的干扰较小，噪声是影响SE的主要因素，因此MF的性能与SPD-VSDMA相当；当信噪比升高时，并发信号之间的干扰增强，MF的接收信干噪比降低，导致其性能劣于SPD-VSDMA。应当注意的是，以上关于IS和IN的对比仿真中，期望发射机的总发射功率是相等的，即SPD-VSDMA的调和发射机的功率会被平均分配给IS和IN的两个期望发射机。采用IS时，期望发射机需要消耗一部分的功率用于导向信号的发送，以使公共接收机观测到的多路期望信号互相正交，但是导向信号的功率开销会使用于期望数据发送的功率降低，因此IS的SE劣于SPD-VSDMA。由于两个期望发射机的发射功率相同，IN需要较高的功率开销，导致用于发送期望数据的功率更小，而且IN为了恢复出期望信号，会中和掉一路干扰，使得在接收机处只能恢复出一路数据信息，所以IN的SE最低。

图6给出SPD-VSDMA和VSDMA的调和功率开销的仿真比较，我们将两种方法的调和功率开销对VSDMA的功率开销进行归一化。如图所示，SPD-VSDMA的调和功率开销始终低于VSDMA，约为VSDMA功率开销的93％。这是因为相比于VSDMA，SPD-VSDMA通过遍历得到使调和信号功率开销最小的一组正交基，能够最大程度地节约调和发射机的功率开销。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。