一种igct-mmc换流阀子模块箝位电路损耗计算方法和装置
阅读说明：本技术 一种igct-mmc换流阀子模块箝位电路损耗计算方法和装置 (IGCT-MMC converter valve submodule clamping circuit loss calculation method and device ) 是由 郭明珠 赵彪 周兴达 白睿航 唐博进 周文鹏 郝峰杰 余占清 张若愚 曾嵘 于 2020-12-31 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种IGCT-MMC换流阀子模块箝位电路损耗计算方法和装置,计算方法包括如下步骤：建立二极管反向恢复过程的电流源等效模型；通过电流源等效模型对IGCT-MMC换流阀子模块投切进行等效；分析IGCT-MMC换流阀子模块投切引起的暂态过程；对暂态过程进行仿真；分析仿真结果,得到箝位电路损耗计算公式,计算出箝位电路损耗能量。本发明有效求解出IGCT-MMC换流阀子模块箝位电路损耗能量计算公式,其中包括二极管关断后反向恢复电流产生的能量损耗,有助于箝位电路损耗能量的精确定量分析,便于系统优化设计。(The invention discloses a method and a device for calculating the loss of a clamping circuit of an IGCT-MMC converter valve submodule, wherein the calculating method comprises the following steps: establishing a current source equivalent model of a diode reverse recovery process; carrying out equivalence on the switching of the IGCT-MMC converter valve sub-module through a current source equivalent model; analyzing a transient process caused by switching of the IGCT-MMC converter valve sub-module; simulating a transient process; and analyzing the simulation result to obtain a clamping circuit loss calculation formula, and calculating the clamping circuit loss energy. The invention effectively solves the energy consumption calculation formula of the clamping circuit of the submodule of the IGCT-MMC converter valve, wherein the energy consumption is generated by reverse recovery current after the diode is turned off, which is beneficial to the accurate quantitative analysis of the energy consumption of the clamping circuit and is convenient for the optimization design of the system.)
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，尤其涉及一种IGCT-MMC换流阀子模块箝位电路损耗计算方法和装置。
背景技术
直流输电技术因其电能质量好、传输容量大、系统稳定性高、便于分布式能源接入等优点得到了广泛的关注。换流器是直流输电技术的核心部件，其性能直接影响直流输电技术能否大规模推广应用。模块化多电平变流器(Modular Multilevel Converter，MMC)由于凭借其电能质量高、可靠性好、输出波形品质高、功率损耗低等突出优势，在直流输电技术中具有良好的应用前景。目前MMC的主要功率开关器件采用绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)，其具有易于驱动、峰值电流容量大、自关断和开关频率高等特点，尽管IGBT优势突出，但是相比电流型器件，仍然存在通态压降大、可靠性低和制造成本高等问题，具有很多改进的空间。相比IGBT，集成门极换流晶闸管(Intergrated Gate Commutated Thyristors，IGCT)具有更低的通态压降、更高的可靠性以及更低的制造成本，并且结构紧凑、具有更高的阻断电压和通流能力，有望显著改进电压控制型器件在高压大容量柔性直流输电MMC换流阀应用中的表现性能。但是IGCT器件采用了硬驱动方式，不能控制开通速度，为了限制IGCT开通和二极管关断时的反向恢复电流，需要在直流电容和直流母线间增加了阳极电抗，此外，为了吸收IGCT关断时的能量，使用了由箝位二极管、箝位电阻和箝位电容构成的吸收回路。以上提到的阳极电抗、箝位电阻、箝位二极管和箝位电容统称为IGCT-MMC子模块的箝位电路，箝位电路元件的选取对IGCT开关特性，特别是开通电流和关断电压起决定性作用，是IGCT发挥大功率处理能力的必要条件。现有的箝位电路损耗计算方法只是考虑主要器件的导通损耗与开断损耗，并没有对二极管关断后反向恢复电流而产生的能量损耗进行计算，导致得到的箝位电路损耗能量并不准确，对于MMC换流器散热设计造成一定的偏差，影响设备长期稳定运行，同时也会对直流输电系统整体性能造成不利影响。
发明内容
针对上述问题，本发明公开了一种IGCT-MMC换流阀子模块箝位电路损耗计算方法，包括如下步骤：
建立二极管反向恢复过程的电流源等效模型；
通过电流源等效模型对IGCT-MMC换流阀子模块投切进行等效；
分析IGCT-MMC换流阀子模块投切引起的暂态过程；
对暂态过程进行仿真；
分析仿真结果，得到箝位电路损耗计算公式，计算出箝位电路损耗能量。
更进一步地，所述电流源等效模型具体包括下述等效过程：
第一等效过程：二极管电流以外电路确定的电流变化率di/dt由正向电流下降至0，并继续反向上升至反向电流峰值；
第二等效过程：二极管电流以同样的电流变化率di/dt由反向恢复电流峰值降至一定阈值；
第三等效过程：二极管电流以低于上述电流变化率di/dt由一定阈值经较长时间变为0。
更进一步地，依据所述等效过程控制电流源的开关，实现对二极管关断过程的模拟。
更进一步地，所述暂态过程包括以下四种暂态过程：
第一暂态过程：子模块电流方向iSM>0，切换前为投入状态，切换后为切除状态，阳极电抗电流iLs变化过程为：Ib→-Irr→0；
第二暂态过程：子模块电流方向iSM>0，切换前为切除状态，切换后为投入状态，阳极电抗电流iLs变化过程为：0→Ib；
第三暂态过程：子模块电流方向iSM<0，切换前为投入状态，切换后为切除状态，阳极电抗电流iLs变化过程为：-Ib→0；
第四暂态过程：子模块电流方向iSM<0，切换前为切除状态，切换后为投入状态，阳极电抗电流iLs变化过程为：0→-(Ib+Irr)→-Ib；
其中，Ib为投切时刻桥臂电流，Irr为二极管正向电流是Ib时的反向恢复电流峰值。
更进一步地，所述IGCT-MMC换流阀子模块投切包括以下四种投切组合：
第一投切组合：第一暂态过程切换至第二暂态过程；
第二投切组合：第二暂态过程切换至第一暂态过程；
第三投切组合：第三暂态过程切换至第四暂态过程；
第四投切组合：第四暂态过程切换至第三暂态过程。
更进一步地，所述第一暂态过程和第四暂态过程中的箝位电阻耗散能量用下式近似计算：
WRs＝0.28LsIrr 2
其中，WRs箝位电阻耗散能量，Ls为阳极电抗，Irr为二极管正向电流是Ib时的反向恢复电流峰值。
更进一步地，所述第二暂态过程和第三暂态过程中的箝位电阻耗散能量用下式近似计算：
其中，WRs箝位电阻耗散能量，Ls为阳极电抗，If为桥臂电流。
更进一步地，所述四种投切组合的箝位电路损耗能量用下式近似计算：
其中，W为箝位电路损耗能量，Ls为阳极电抗，Irr为二极管正向电流是Ib时的反向恢复电流峰值，If为桥臂电流。
更进一步地，一种IGCT-MMC换流阀子模块箝位电路损耗确定装置，所述确定装置包括：
等效模型建立单元：用于建立二极管反向恢复过程的电流源等效模型；
等效分析单元：用于通过电流源等效模型对IGCT-MMC换流阀子模块投切进行等效；
暂态过程分析单元：用于分析IGCT-MMC换流阀子模块投切引起的暂态过程；
仿真单元：用于对暂态过程进行仿真；
仿真分析单元：用于分析仿真结果，得到箝位电路损耗计算公式，计算出箝位电路损耗能量。
更进一步地，等效模型建立单元通过以下等效过程建立所述电流源等效模型：
第一等效过程：二极管电流以外电路确定的电流变化率di/dt由正向电流下降至0，并继续反向上升至反向电流峰值；
第二等效过程：二极管电流以同样的电流变化率di/dt由反向恢复电流峰值降至一定阈值；
第三等效过程：二极管电流以低于上述电流变化率di/dt由一定阈值经较长时间变为0。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：建立二极管反向恢复过程的电流源等效模型，通过电流源等效模型对IGCT-MMC换流阀子模块投切进行等效，分析IGCT-MMC换流阀子模块投切引起的暂态过程，对暂态过程进行仿真，分析仿真结果，归纳出更为准确的IGCT-MMC换流阀子模块箝位电路损耗能量计算公式。箝位电路损耗能量计算公式中包括二极管关断后反向恢复电流产生的能量损耗，有助于箝位电路损耗能量的精确定量分析，便于系统优化设计。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其它优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所指出的结构来实现和获得。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1示出了根据本发明实施例的二极管反向恢复理想波形示意图；
图2示出了根据本发明实施例的电压电流参考方向示意图；
图3示出了根据本发明实施例的第一暂态过程的仿真波形示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地说明，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
本实施例提出的一种IGCT-MMC换流阀子模块箝位电路损耗计算方法，包括如下步骤：
建立二极管反向恢复过程的电流源等效模型；
通过电流源等效模型对IGCT-MMC换流阀子模块投切进行等效；
分析IGCT-MMC换流阀子模块投切引起的暂态过程；
对暂态过程进行仿真；
分析仿真结果，得到箝位电路损耗计算公式，计算出箝位电路损耗能量。
图1示出了根据本发明实施例的二极管反向恢复理想波形示意图。如图1所示，二极管反向恢复过程主要包括以下三个阶段：
第一阶段：t0-t1为二极管正向电流下降阶段，以固定的电流变化率下降，这一电流变化率由直流母线电压和换流电感决定；
第二阶段：t1-t2为二极管反向电流上升阶段，这一阶段二极管反向电压很低，通常认为电流变化率保持不变。但随着载流子的抽出，耗尽层形成，二极管反向电压逐渐增高，电流变化率逐渐减小，当其增至与母线电压相等时，反向电流达到峰值；
第三阶段：t2-t3为二极管反向电流下降阶段，由于载流子浓度梯度下降，反向恢复电流随之下降，并且电流变化率也逐渐减小。
其中，iD(t)为二极管反向恢复过程中流过的电流波形，vak(t)为二极管反向恢复过程中的二极管两端电压波形，If表示二极管正向导通时通过的稳态电流，Irm为二极管反向恢复电流峰值，VDC为二极管承受的反向稳态电压(对于IGCT-MMC换流阀子模块来说也可认为是直流母线电压)。
本实施例重点关注功率器件开关的暂态过程对缓冲电路中箝位电阻损耗、箝位电容最大电压等特性的影响，这些影响主要通过功率器件暂态电流耦合于阳极电抗，在其上产生电压而实现。对于IGCT开通、IGCT关断和二极管导通这三个过程，其速度快，且不存在反向恢复现象，可将之视为理想开关过程。本实施例中仅将二极管的关断过程通过恒流源进行等效。
电流源等效模型具体包括下述等效过程：
第一等效过程：二极管电流以外电路确定的电流变化率di/dt由正向电流(IGCT-MMC换流阀子模块电流)下降至0，并继续反向上升至反向电流峰值；
第二等效过程：二极管电流以同样的电流变化率di/dt由反向恢复电流峰值降至1/3；
第三等效过程：二极管电流以低于上述电流变化率di/dt由1/3反向电流峰值经较长时间变为0。
依据上述的等效过程，控制恒定电流源的开关，实现对二极管关断过程的模拟。
图2示出了根据本发明实施例的电压电流参考方向示意图。如图2所示，在MMC正常运行中，IGCT-MMC换流阀子模块投切引起的暂态过程，具体包括以下四种暂态过程：
第一暂态过程：子模块电流方向iSM>0，切换前为投入状态(T1导通，T2关断，下同)，切换后为切除状态(T1关断，T2导通，下同)，阳极电抗电流iLs变化过程为：Ib→-Irr→0；
第二暂态过程：子模块电流方向iSM>0，切换前为切除状态，切换后为投入状态，阳极电抗电流iLs变化过程为：0→Ib；
第三暂态过程：子模块电流方向iSM<0，切换前为投入状态，切换后为切除状态，阳极电抗电流iLs变化过程为：-Ib→0；
第四暂态过程：子模块电流方向iSM<0，切换前为切除状态，切换后为投入状态，阳极电抗电流iLs变化过程为：0→-(Ib+Irr)→-Ib；
上述暂态过程不分先后顺序。其中，Ib为投切时刻桥臂电流，Irr为二极管正向电流是Ib时的反向恢复电流峰值，D1为IGCT-MMC换流阀子模块上二极管，T1为IGCT-MMC换流阀子模块上IGCT开关，D2为IGCT-MMC换流阀子模块下二极管，T2为IGCT-MMC换流阀子模块下IGCT开关，Ds为箝位二极管，Cs为箝位电容，Ls为阳极电抗，Rs为箝位电阻，iSM为IGCT-MMC换流阀子模块的输入电流，iLs为阳极电抗电流，uL为阳极电抗两端电压。
由于二极管反向恢复过程的存在，在上述四种情况下，均存在阳极电抗电流iLs正向增长的阶段，这一阶段中，阳极电抗电压为正，箝位二极管电压正偏，箝位电路动作。
IGCT-MMC换流阀子模块投切包括以下四种投切组合：
第一投切组合：第一暂态过程切换至第二暂态过程；
第二投切组合：第二暂态过程切换至第一暂态过程；
第三投切组合：第三暂态过程切换至第四暂态过程；
第四投切组合：第四暂态过程切换至第三暂态过程。
图3示出了根据本发明实施例的第一暂态过程(即IGCT-MMC换流阀子模块电流iSM>0，将投入的子模块切除)的仿真波形示意图。如图3所示，在1.000ms时，子模块电流iSM>0，将投入的子模块切除，二极管电流以电流变化率di/dt下降并反向上升至反向恢复电流峰值。这一暂态过程中，阳极电抗电流与之同步变化。1.0025ms后，二极管反向电流按前述规律衰减至0。由于箝位电路的作用，阳极电抗电流并不与之同步衰减，而是部分经箝位二极管转移至箝位电容，并抬升箝位电容电压，使箝位电阻电流开始增长。整个暂态过程中，各个器件电参数波形均平滑。
其中，i(D)为主电路二极管D1电流，i(Ls)为阳极电抗电流，u(Cs)为箝位电容电压，i(Rs)为箝位电阻电流，w(Rs)为箝位电阻Rs发出的能量，w(D)为主电路二极管D1发出的能量，负值代表耗散能量。
考察暂态过程中的能量传递，在反向恢复电流达到峰值前，箝位电路尚未动作，能量在直流电容与阳极电抗间交换。反向恢复电流衰减过程中，直流电容损失能量，阳极电抗能量也随着其电流减小而降低。这些能量一部分存储在箝位电容中，一部分作为关断损耗能量，耗散在主电路的二极管里。随着箝位电容电压逐渐升高，电阻电流增大并逐渐超过阳极电抗电流，一部分能量耗散在箝位电阻中，还有少部分能量反馈至直流电容。整个暂态过程中，箝位电容只暂时存储了部分能量。从数值上看，直流电容损失的全部能量和阳极电抗存储的少部分能量耗散在了主电路二极管中，阳极电抗剩余能量则耗散在箝位电阻中。
本实施例选取桥臂电流3000A，二极管反向恢复峰值电流3500A的实验条件下，对子模块投切引起的四种暂态过程进行仿真分析，各个暂态过程中箝位电路的仿真结果见表1。在该仿真模型中，如图2所示的电路中各个参数为：阳极电抗0.8uH，箝位电容6uF，箝位电阻0.4Ω。
表1特定电流下箝位电路仿真结果
箝位电阻耗散能量仅与阳极电抗存储能量有关。由仿真结果得出，第一暂态过程和第四暂态过程中，箝位电阻耗散能量与桥臂电流关系不大，而与反向恢复电流平方成正比，用下式近似计算：
WRs＝0.28LsIrr 2
其中，WRs箝位电阻耗散能量，Ls为阳极电抗，Irr为二极管正向电流是Ib时的反向恢复电流峰值。
第二暂态过程和第三暂态过程中箝位电阻耗散能量相近，约等于阳极电抗存储能量，与桥臂电流平方成正比，用下式近似计算：
其中，WRs箝位电阻耗散能量，Ls为阳极电抗，If为桥臂电流。
根据以上结果，对于单脉冲投切，IGCT-MMC换流阀子模块四种投切组合的箝位电路损耗能量可以用下式近似计算：
其中，W为箝位电路损耗能量(单位J)，Ls为阳极电抗(单位uH)，Irr为二极管正向电流是Ib时的反向恢复电流峰值(单位kA)，If为桥臂电流(单位kA)。
一种IGCT-MMC换流阀子模块箝位电路损耗确定装置，包括：
等效模型建立单元：用于建立二极管反向恢复过程的电流源等效模型；
等效分析单元：用于通过电流源等效模型对IGCT-MMC换流阀子模块投切进行等效；
暂态过程分析单元：用于分析IGCT-MMC换流阀子模块投切引起的暂态过程；
仿真单元：用于对暂态过程进行仿真；
仿真分析单元：用于分析仿真结果，得到箝位电路损耗计算公式，计算出箝位电路损耗能量。
等效模型建立单元通过以下等效过程建立电流源等效模型：
第一等效过程：二极管电流以外电路确定的电流变化率di/dt由正向电流下降至0，并继续反向上升至反向电流峰值；
第二等效过程：二极管电流以同样的电流变化率di/dt由反向恢复电流峰值降至1/3；
第三等效过程：二极管电流以低于上述电流变化率di/dt由1/3反向电流峰值经较长时间变为0。
尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
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