具体实施方式

下面将结合本发明实施方式，对本发明实施方式中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施方式仅仅是本发明一部分实施方式，而不是全部的实施方式。基于本发明中的实施方式，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施方式，都属于本发明保护的范围。

如图1和图2所示，本实施例的异步电机V/F调速轻载振荡的抑制方法包括：

步骤S1，将定子电压矢量定向在旋转坐标系的D轴，通过坐标变换获得定子电压矢量的定子电压有功分量vd和定子电压无功分量vq；

步骤S2，获取定子电压矢量的旋转频率f，对旋转频率f进行积分得到旋转矢量角θr，根据定子电压有功分量vd和定子电压无功分量vq计算定子电压矢量与D轴的夹角θv，对旋转矢量角θr和夹角θv求和得到电压矢量角θ；

步骤S3，采集电机定子的A、B相电流，对相电流进行clark变换，然后根据电压矢量角θ对相电流进行park变换，得到相电流的定子电流有功分量Id和定子电流无功分量Iq；

步骤S4，对定子电流无功分量Iq进行低通滤波得到其稳态分量Iqf，将定子电流无功分量Iq与稳态分量Iqf求差得到波动分量，将波动分量送入PI调节器以生成电压微调量Uq，根据V/F曲线确定当前输出电压Ud，得到当前输出电压矢量<Ud，Uq>；

步骤S5，根据旋转矢量角θr对输出电压矢量<Ud，Uq>进行inv-park变换得到<Uα，Uβ>并输入到SVM，产生需要的调制波。

其中，步骤S2中，旋转矢量角θr＝∫fdt，夹角θv＝arctan(vq/vd)；步骤S3中，可根据定子的三相电流矢量和为零的理论计算C相电流，利用clark变换可将A、B相电流从abc坐标系变换到αβ坐标系上，利用park变换可将A、B相电流从αβ坐标系变换到dq坐标系上；步骤S5中，利用inv-park变换可将输出电压矢量<Ud，Uq>从dq坐标系变换到αβ坐标系上。

一般的，当异步电机的变频系统中出现振荡时，电机的有功功率和无功功率也将发生振荡，定子有功功率和无功功率的振荡几乎全部反映在定子电流的有功和无功分量中。本实施例中，通过采集定子的相电流来提取定子无功电流，经过低通滤波后得到其波动分量，经过PI调节器给已知的定子电压矢量垂直方向增加微调量，同时调整其幅值与相位来稳定系统，达到抑制转矩波动的目的，改善了系统稳定性；由于仅利用与振荡相关的电流波动分量，通过定子电流的检测采样来获取，简单易行，且不依赖电机参数即可抑制开环v/f控制空载或者轻载电机振荡，确保电机在整个频率段轻载都能平稳运行。

本实施例可通过霍尔传感器采集电机定子的A、B相电流，从霍尔传感器上获取的电压信号经过放大后，输入微处理器的AD模块。由于电力电子线路的干扰，相电流的采样值会出现随机电流尖峰，一般会设定一个误差允许值，当前采样值与上一次采样值的差值大于误差允许值则用上一次采样值代替当前采样值，这种方式虽然可以过滤随机电流尖峰，但采样信号的平滑度差。电机相电流是个动态的信号，既要考虑采样值的实时性，又要考虑采样值的连续性。本实施例优选步骤S3中，采集电机定子的A、B相电流的步骤包括：获取设定的误差允许值x1、x2以及相电流在顺序采集时刻t1、t2、t3的采样值y1、y2、y3，其中x1小于x2，y3为当前采样值；若y3与y2的差值不大于x1，则保留y3为当前采样值；若y3与y2的差值大于x1且小于x2，则取y2、y3的平均值作为当前采样值；若y3与y2的差值不小于x2，则取y1、y2的平均值作为当前采样值。假设误差允许值x1、x2分别为1、2，采样值y1、y2、y3分别为f、f+1、f+3，传统的误差允许值为x1。对于传统方式滤波，y1、y2为有效值，y3与y2的的差值为2，y3的当前采样值无效，用y2替代y3，三次连续的采样值分别为f、f+1、f+1。对于本实施例的滤波方法，y3与y2的差值不小于x2，取y1、y2的平均值作为当前采样值，三次连续的采样值分别为f、f+1、(2f+1)/2。由上述举例可以看出，本实施例在当前采样值与上一次采样值的差值较大时即认为当前采样值可能为随机电流尖峰，并不是简单的用上一次采样值代替当前采样值，而是以连续两次采样值的平均值代替当前采样值，消除了随机的电流尖峰，保证了采样值的连续性，提高了平滑度。

步骤S4中，低通滤波器滤除Iq中的波动分量，剩下的就是稳态分量Iqf，未经处理的定子电流无功分量Iq中包括稳态分量Iqf和波动分量，用未经处理的定子电流无功分量Iq减去稳态分量Iqf即可得到波动分量，低通滤波器的性能决定了波动分量的精确度。本实施例中，假设电机定子的三相电路平衡，相电流变换到同步旋转坐标系下后，dq坐标系下定子电流无功分量Iq的表达式为

式中，I_n为n次波动分量的有效值，θ_n为n次波动分量的初相角，n＝6k-1。在同步旋转坐标系下，波动分量变成了6倍频分量，Iq为1/6工频周期的周期性信号。若使用巴特沃斯滤波器实现波动分量的滤波，无法避免复杂的计算，微处理器的计算量过大，响应时间。从而本实施例优先步骤S4对定子电流无功分量Iq进行低通滤波的步骤包括：令S_q(k)＝S_q(k-1)+I_q(k)-I_q(k-N/6)，k为采样序号，I_q(k)为Iq的第k次采样值，N为微处理器在一个工频周期内对相电流的采样总次数，每次采样的时间间隔相等，则S_q(k)为最近N/6次Iq计算结果的累加和，因此Iq的周期平均值为S_q(k)/(N/6)，当相电流变化时，S_q(k)也会立刻变化，达到新的稳态最多只需要1/6工频周期，这样通过上述公式对Iq进行低通滤波具有更快的响应速度，得到的d轴电流能在更快的时间内达到稳态。

上述滤波方法对6倍频分量的波动分量进行滤波时具有更快的响应速度，但滤波效果无法保证最佳，为进一步提高低通滤波器的滤波效果，本实施例优选步骤S4对定子电流无功分量Iq进行低通滤波的步骤进一步包括：利用巴特沃斯低通滤波器对定子电流无功分量Iq进行进一步滤波，这样相当于在上述滤波方法后串联了一个巴特沃斯低通滤波器，可以有效协调检测精度与响应速度。

如图3所示，本实施例还提供一种异步电机V/F调速轻载振荡的抑制系统，包括：定子电压分量获取模块，用于将定子电压矢量定向在旋转坐标系的D轴，通过坐标变换获得定子电压矢量的定子电压有功分量vd和定子电压无功分量vq；矢量角计算模块，用于获取定子电压矢量的旋转频率f，对旋转频率f进行积分得到旋转矢量角θr，根据定子电压有功分量vd和定子电压无功分量vq计算定子电压矢量与D轴的夹角θv，对旋转矢量角θr和夹角θv求和得到电压矢量角θ；定子电流分量获取模块，用于采集电机定子的A、B相电流，对A、B相电流进行clark变换，然后根据电压矢量角θ对A、B相电流进行park变换，得到A、B相电流的定子电流有功分量Id和定子电流无功分量Iq；输出电压矢量获取模块，用于对定子电流无功分量Iq进行低通滤波得到其稳态分量Iqf，将定子电流无功分量Iq与稳态分量Iqf求差得到波动分量，将波动分量送入PI调节器以生成电压微调量Uq，根据V/F曲线确定当前输出电压Ud，得到当前输出电压矢量<Ud，Uq>；调制波产生模块，用于根据旋转矢量角θr对输出电压矢量<Ud，Uq>进行inv-park变换得到<Uα，Uβ>并输入到SVM，产生需要的调制波。

本实施例的抑制系统通过采集定子的相电流来提取定子无功电流，经过低通滤波后得到其波动分量，经过PI调节器给已知的定子电压矢量垂直方向增加微调量，同时调整其幅值与相位来稳定系统，达到抑制转矩波动的目的，改善了系统稳定性；由于仅利用与振荡相关的电流波动分量，通过定子电流的检测采样来获取，简单易行，且不依赖电机参数即可抑制开环v/f控制空载或者轻载电机振荡，确保电机在整个频率段轻载都能平稳运行。

由上文可知，本实施例可通过霍尔传感器采样的方式采集电机定子的A、B相电流，从霍尔传感器上获取的电压信号经过放大后，输入微处理器的AD模块。其中，从霍尔传感器上获取的电压信号的放大电路应该具备以下特点：低漂移，高稳定；强抗干扰，低噪声；有合适的通频带，并且在通频带内有较高的增益；线性度好，输出信号波形不失真，保证信号能够被有效地放大；有较高的输入阻抗可以最大吸收信号源，较低的输出阻抗使电路性能达到最优。

本实施例中，如图4所示，优选定子电流分量获取模块包括MOS管J1A、J1B、J2A、J2B、J3A、J3B、运算放大器U1～U3、电阻Ra、Rb、Rx、R1～R16及电容Cx、C1～C11，用于对相电流经霍尔传感器采样方式输出的差分电压信号进行放大。具体的，相电流经霍尔传感器采样方式输出差分电压信号分别至MOS管J1A、J1B的栅极，正电源依次经电阻R8、R9接地，电阻R8、R9的公共端同时连接运算放大器U1、U2的同相端，电容C3、C4均与电阻R9并联，正电源经电阻R10后依次经MOS管J3A、电阻R4、MOS管J2A、MOS管J1A、电阻R3连接运算放大器U1的输出端，正电源经电阻R10后还依次经MOS管J3B、电阻R5、MOS管J2B、MOS管J1B、电阻R2连接运算放大器U2的输出端，正电源经电阻R10后还经并联的电容C1、C2接地，MOS管J2A与电阻R4的公共端连接MOS管J3A的栅极，MOS管J2B与电阻R5的公共端连接MOS管J3B的栅极，MOS管J2A的漏极依次经电阻Rx、电容Cx连接MOS管J2B的漏极，MOS管J2A的栅极连接MOS管J1A的源极，MOS管J2B的栅极连接MOS管J1B的源极，MOS管J1A的源极还经电阻R1连接MOS管J1B的的源极，MOS管J1A的栅极还经电阻Ra接地，MOS管J1B的栅极还经电阻Rb接地。MOS管J2A与电阻R4的公共端还依次经电阻R6、电容C6接地，电阻R6、电容C6的公共端连接运算放大器U1的反相端，运算放大器U1的反相端还依次经串联的电阻R11、电容C8连接运算放大器U1的输出端，MOS管J2B与电阻R5的公共端还依次经电阻R7、电容C7接地，电阻R7、电容C7的公共端连接运算放大器U2的反相端，运算放大器U2的反相端还依次经串联的电阻R12、电容C5连接运算放大器U2的输出端。运算放大器U1的输出端还经电阻R13连接运算放大器U3的同相端，运算放大器U3的同相端还经电阻R15连接其输出端，电容C10与电阻R15并联，运算放大器U2的输出端还经电阻R14连接运算放大器U3的反相端，运算放大器U3的反相端还经并联的电阻R16、电容C11接地，运算放大器U3的输出用于后级的AD转换。

本实施例中，J1A、J1B和J2A、J2B共同构成输入差分对，J3A和J3B构成可调的自偏置恒流源为差分对提供偏置电流。电阻Ra和Rb为两个大电阻，稳定输入端的偏压。运放U1和U2同相端的电位相同，因此U1和U2的反相端电位也相同，所以电阻R4和R5的电位相同，即U1和U2起到了电位钳制作用，使得差分对两边电压稳定。U1和U2内部带有相位补偿电路，可以防止在单独使用放大器的情况下防止产生振荡、调整电路内部信号，维持电路工作稳定。但是外接具有电压增益的电路有可能会导致电路整体的工作不稳定。当具有电压增益的电路输入到运放上，全部施加负反馈有可能使电路的稳定性变坏甚至产生振荡。为确保整个电路的稳定，需加相位补偿电路，在差分对J2A和J2B的两个漏极间添加一个RC相位补偿电路，该补偿电路由Rx与Cx串接而成。当输入的频率范围较高时，该RC相位补偿电路可以衰减差分对的输出信号，使得U1和U2的输入信号衰减，电路的总增益有所下降，提高了电路的稳定性。R6、C6和R7、C7作为U1和U2的输入端之前的低通滤波器，用来削减差分对输出的高频信号流入运放U1和U2，但是其截止频率不能太低，否则会限制放大电路的频率带宽。输入电压信号经过差分对输入给运放U1、U2。U1和U2的输出信号通过电阻R2、R3反馈给差分对J1A、J1B的源极，改变了Vgs的大小，使得净输入信号变小，形成了一个电压负反馈电路。由于差分对J1A、J1B具有非线性特性，输出信号容易失真，通过引入负反馈，可以减小这种失真。反馈电路的传输函数随晶体管参数的变化因反馈而减小，使得增益更加稳定，提高了电路的电压增益敏感度。设定R13＝R15＝R14＝R16，使得U3构成放大倍数为1的差动放大电路，可以抑制U1和U2输出端的共模信号，同时使U1和U2双端输出信号变为单端信号输出。所以，当U1和U2输出的信号中含有共模信号时，通过该放大电路会被抑制；当输出的信号为差模信号时，通过该放大电路，两个差模信号会叠加为一个信号输出。

本实施例中，上述电路有较高的电压增益同时很好地抑制了噪声，需要进一步提高电路的增益，得到较低的输出阻抗，同时有尽可能小的功耗，为此，如图5所示，本实施例的定子电流分量获取模块还包括MOS管J4A、J5B、电阻R17～R22、电容C12及运算放大器U4。MOS管J4A、J5B、电阻R17～R22、电容C12及运算放大器U4接入上述电路与后级AD转换之间。运算放大器U3的输出端连接MOS管J4A的栅极，正电源经电阻R17连接MOS管J4A的漏极、经电阻R18连接MOS管J5B的漏极，MOS管J4A的漏极还依次经串联的电容C12、电阻R19连接MOS管J5B的漏极，MOS管J4A源极与MOS管J5B源极的公共端经电阻R20连接负电源，MOS管J4A的漏极还连接运算放大器U4的同相端，MOS管J5B的漏极还连接运算放大器U4的反相端，运算放大器U4的输出端依次经电阻R21、R22接地，电阻R21、R22的公共端连接MOS管J5B的栅极，运算放大器U4的输出用于后级的AD转换。这样便可以进一步提高电路的增益，得到较低的输出阻抗，同时有尽可能小的功耗。

以上所述仅为本发明的较佳实施方式而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。