具体实施方式

为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

在一个实施例中，图1为一个实施例中一种反激式开关电源的结构示意图，参照图1，提供了一种反激式开关电源，该反激式开关电源应用于电源适配器中，该反激式开关电源具体包括：

高频变压器110，用于对由所述高频变压器110的初级侧传输至所述高频变压器110的次级侧的电能执行转换操作，其中，所述高频变压器110包括绕制绕组，所述绕制绕组用于减小所述初级侧与所述次级侧之间的匝间电容。

具体地，高频变压器110在反激式开关电源中的作用是通过电磁感应原理将高压直流电转换为低压直流电，高频变压器110具体包括骨架、磁芯和绕制绕组，骨架用于固定磁芯，并为绕制绕组提供缠绕空间，也就是磁芯设于骨架内部，绕制绕组绕制在骨架外表面，相较于采用三明治绕线方式的高频变压器110，通过非三明治绕线方式的绕制绕组减小了高频变压器110初级侧与次级侧之间的匝间电容，匝间电容越小，阻抗越大，使得次级侧的电磁干扰不容易传播至初级侧，有效隔绝了次级侧传播至初级侧的电磁干扰。

开关电路120，与所述高频变压器110的初级侧连接，用于控制所述转换操作的启停。

具体地，开关电路120还与控制电路150相连，根据控制电路150的控制信号控制高频变压器110进行电能转换操作的启停，在控制信号为开启信号的情况下，开关电路120导通，控制高频变压器110禁止执行电能转换操作，此时初级侧与次级侧之间不进行能量传输，由于初级侧的绕组本质上就是电感，在电感通电的情况下，会将电能转换为磁能进行存储，也就是高频变压器将电能转换为磁能存储在初级侧；在控制信号为关闭信号的情况下，开关电路120截止，控制高频变压器110的初级侧向次级侧传输电能进行电压转换，即高频变压器110的初级侧将存储的磁能通过磁耦合传递至次级侧，次级侧的绕组磁感应产生电流，从而完成电能从初级侧传递至次级侧的转换过程，使得高频变压器110的次级侧向负载供电。

在电路运行异常的情况下，开关电路120根据控制电路150的控制信号控制高频变压器110禁止进行电能转换操作，起到了安全隔离的作用，使得高频变压器110次级侧无法输出电压，从而保护负载免受电压异常的影响，也避免负载受损对用户的危害。

所述开关电路120包括三极管，所述三极管的栅极与所述控制电路150相连，所述三极管的漏极与所述抑制电路140相连，所述三极管的漏极还与所述高频变压器110初级侧的第二端相连，所述三极管的源极接地。

第一整流滤波电路130，与所述高频变压器110的初级侧连接，用于过滤电能从所述初级侧传输至所述次级侧的过程中产生的电磁干扰，其中，所述第一整流滤波电路130包括整流桥和差模电路，所述整流桥的直流侧与所述差模电路相连，所述整流桥的交流侧与所述交流电源160相连，所述差模电路与所述高频变压器110初级侧的第一端相连。

具体地，第一整流滤波电路130中的整流桥用于将交流电源160的交流电转换为直流电传输给高频变压器110进行降压处理，第一整流滤波电路130中的差模电路用于在高频变压器110进行电压转换的过程中，过滤次级侧反馈至初级侧的电磁干扰，通过高频变压器110的结构过滤次级侧反馈至初级侧的高频干扰，通过差模电路过滤次级侧反馈至初级侧的低频干扰，高频变压器110结合第一整流滤波电路130实现对全频段干扰进行过滤。

抑制电路140，与所述高频变压器110初级侧并联，用于吸收所述初级侧与次级侧之间的漏感能量。

具体地，抑制电路140是指RC吸收电路，在开关电路120处于导通的情况下，交流电源160、第一整流滤波电路130、抑制电路140和开关电路120形成闭合回路，此时，电能在抑制电路140进行储能；在开关电路120处于截止的情况下，初级侧能量传递至次级侧，但初级侧可能存在漏感能量，在没有RC吸收电路释放的情况下，这部分漏感能量将直接加在开关电路120上，有可能击穿开关电路120，加入RC吸收回路将为漏感能量泄放提供回路，以减小开关电路120在开关瞬间漏感能量对开关电路120的冲击。

控制电路150，与所述开关电路120相连，用于控制所述开关电路120的导通状态。

具体地，控制电路150用于监测反激式开关电源的运行情况，根据反激式开关电源的运行情况产生相应的控制信号，控制信号用于确定开关电路120的导通状态，导通状态为导通或截止，开关电路120的导通状态用于确定高频变压器110初级侧与次级侧之间进行电能转换操作的启停，有效控制高频变压器110的初级侧与次级侧之间的隔断状态，避免高频变压器110将过高的电压传输至负载，导致负载的损坏或危害用户的生命安全。

在一个实施例中，所述差模电路包括第一差模电感、第二差模电感、第一电容和第二电容，所述第一差模电感的第一端与第一电容的第一端相连，且所述第一差模电感的第一端还与所述整流桥相连，所述第一差模电感的第二端与所述第二电容的第一端相连，所述第二电容的第二端与所述第二差模电感的第一端相连，所述第二差模电感的第二端与所述第一电容的第二端相连，所述第二差模电感的第二端还与所述整流桥相连。

具体地，参照图2所示，差模电感对于阻抗谐振点位于低频段的电磁干扰有良好的滤波作用，低频段是指小于2MHz的工作频率，通过差模电路中的第一差模电感L1和第二差模电感L2，有效过滤次级侧反馈至初级侧的低频干扰。

第一整流滤波电路130采用CLC滤波结构，其中C为电解电容，L为差模电感，两个电解电容容值可以相同也可不同，可根据实际电路功率及供电状态而定，两个差模电感感量可以相同也可同，可根据实际EMC测试效果而定。

在一个实施例中，所述整流滤波电路还包括：

第二整流滤波电路170，与所述高频变压器110的次级侧相连，用于稳定所述高频变压器110的次级侧输出的直流电压。

具体地，参照图3，第二整流滤波电路170用于将次级侧输出的高频、低压的直流电过滤为低频、低压的直流电，反激式开关电源再根据低频、低压的直流电自动调整PWM的频率和占空比，从而维持输出电压的稳定。

第二整流滤波电路170通常为任意能够实现高频滤波的电路或模块，在本实施例中，第二整流滤波电路170是由二极管和电解电容组成，在开关电路120导通的情况下，二极管反向截止，高频变压器110的初级侧与次级侧之间不进行能量传输；在开关电路120截止的情况下，高频变压器110初级侧绕组存储的能量通过磁耦合传递至次级侧绕组，二极管导通，使得高频变压器110的次级侧向负载供电。

在一个实施例中，所述高频变压器110还包括骨架，所述绕制绕组包括初级绕组、辅助绕组和次级绕组，其中：

所述初级绕组绕制在所述骨架表面，所述辅助绕组绕制在所述初级绕组外表面，所述次级绕组绕制在所述辅助绕组的外表面，其中，所述辅助绕组用于降低所述初级绕组与所述次级绕组之间的匝间电容。所述高频变压器110的初级绕组的起绕点引脚与所述三极管的漏极相连，所述初级绕组的结束点引脚与母线正极相连。

具体地，在骨架的外表面依次绕制有初级绕组、辅助绕组和次级绕组，根据实际所选用的磁芯的窗口面积以及匝数要求确定各个绕组的绕线方式，具体的绕线方式包括密绕绕满骨架、密绕不绕满骨架、疏绕绕满骨架以及疏绕不绕满骨架等。根据高频变压器110的饱和特性确定初级绕组最多绕线不超过三层。

次级绕组根据绕组总匝数、次级电流大小、边缘效应以及集肤效应，选用一股或双股铜线绕满辅助绕组外表面的方式，若需要绕制多层，则在靠近辅助绕组的一侧采用密绕绕满的方式绕制，在远离辅助绕组的最外层才有密绕或疏绕绕满的方式绕制。通常由于集肤效应的影响，工程上对于超过0.6mm的线径就会采用双股铜线并饶的方式绕制，例如，前期通过设计得到的线径是0.65mm，则选用两根0.35mm的铜线并饶的方式绕制。

在一个实施例中，所述初级绕组采用密绕绕满所述骨架表面的方式绕制。

具体地，初级绕组采用密绕绕满骨架的方式绕制，就是初级绕组紧密无间隔的绕满骨架，若初级绕组不绕满骨架，导致初级绕组与辅助绕组之间耦合较差，对于输出电压要求严格的高频变压器110，在初级绕组绕满骨架的情况下，高频变压器110的输出电压更容易控制稳定，交调范围更小。

在一个实施例中，所述辅助绕组采用多股绕线并饶绕满所述初级绕组的方式绕制。

具体地，辅助绕组根据磁芯窗口面积和匝数要求选用小线径多股绕线并绕绕满初级绕组外表面，通常辅助绕组上流经电流较小，匝数要求较少，在初级绕组外表面绕满一层即可。辅助绕组可以根据控制电路150输出的不同的控制信号用作芯片供电或反馈电路供电，并且能够进一步增大初级绕组与次级绕组间的匝间电容，起到加强屏蔽效果。辅助绕组通常都是为芯片供电，但是也有一些芯片还需要采集辅助绕组上的电压进行反馈。

在一个实施例中，所述初级绕组与所述骨架之间、所述初级绕组与所述辅助绕组之间、所述辅助绕组与所述次级绕组之间、所述次级绕组外表面还设有绝缘层。

具体地，参照图4，在各个绕组之间以及次级绕组的外表面增加绝缘层，从而实现更好的隔离作用，绝缘层具体可以由无机绝缘材料和/或有机绝缘材料制成，其中，无机绝缘材料包括云母、石棉、大理石、瓷器、玻璃和琉璃等，有机绝缘材料包括虫胶、树脂、橡胶、棉纱等。可根据绕线缠绕的稀疏程度确定绝缘层的厚度，例如，若绕线缠绕的比较稀疏，则绕线外表面采用较厚的绝缘层；若绕线缠绕的比较紧密，则绕线外表面采用较薄的绝缘层。

在一个实施例中，所述初级绕组与所述骨架之间设有L层绝缘层，所述初级绕组与所述辅助绕组之间设有N层绝缘层，所述辅助绕组与所述次级绕组之间设有M层绝缘层，其中，L、M、N为任意正整数，且L小于M，M小于N。

具体地，还可根据绕组间的电流跨度确定绝缘层的厚度，在高频变压器110对电压进行降压转换的过程中，次级绕组上流经的电流大于初级绕组上流经的电流，初级绕组上流经的电流大于辅助绕组上流经的电流，所以针对电流跨度较大的绕组之间需要添加更多的绝缘层，把电位不同的带电部分隔离开来，避免发生漏电、爬电或击穿等现象。

在一个具体实施例中，高频变压器110选用EE22型号加厚磁芯，初级绕组总共56匝，采用线径为0.28mm的漆包线，采用密绕绕满骨架两层的方式绕制，初级绕组与高频变压器110骨架之间添加一层绝缘胶带；辅助绕组采用线径为0.18mm的漆包线，4股并绕，疏绕一层共9匝，辅助绕组与初级绕组之间添加两层绝缘胶带，次级绕组采用线径为0.35mm的三重绝缘线，采用2股并绕绕法，绕满两层共14匝，次级绕组与辅助绕组以及高频变压器110绕组最外层各添加三层绝缘胶带。

搭配上述结构的高频变压器110，差模电路中的第一差模电感和第二差模电感均采用330μH/0.5A的工字电感，而第一电容和第二电容为10μF/400V+33μF/400V的铝电解电容。

采用上述实施例中的高频变压器110结构相较于三明治绕法的高频变压器110，初级侧与次级侧之间会有更高的漏感量，更低的匝间电容，由此对反激式开关电源的EMC性能会产生以下影响：较大的漏感量会导致频率位于1MHz左右的电磁干扰增加，但更低的匝间电容会对次级侧耦合传播至初级侧的高频段的电磁干扰有更好的滤除效果，高频段是指位于2MHz以上的工作频率，而对于1MHz左右的电磁干扰，通过第一整流滤波电路130中的第一差模电感和第二差模电感可以实现较好的滤波作用，通过上述实施例中的高频变压器110结合第一整流滤波电路130可以实现全频段的EMI滤波。

参照图5为反激式开关电源对应的传导EMI实测结果，参照图7为采用三明治绕法高频变压器结合共模电感方案的开关电源电路传导EMI实测结果，图5中标记为101的线代表峰值标准，标记为102的线代表平均值标准，标记为103的线代表峰值测试结果，标记为104的线代表平均值测试结果，同理，图7中标记为201的线代表峰值标准，标记为202的线代表平均值标准，标记为203的线代表峰值测试结果，标记为204的线代表平均值测试结果。图6为反激式开关电源对应的传导EMI实测结果，其中，图6中表示每个时间点采集到的准峰值，图7为采用三明治绕法高频变压器结合共模电感方案的开关电源电路传导EMI实测结果，图7中表示每个时间点采集到的准峰值。

由此可以看出，图5中峰值测试结果与峰值标准之间的裕量，大于图7中峰值测试结果与峰值标准之间的裕量；图5中平均值测试结果与平均值标准之间的裕量，大于图7中平均值测试结果与平均值标准之间的裕量；图6中最大的准峰值为-9.38，而图8中最大的准峰值为-4.34，即图6中最大的准峰值也小于图8中最大的准峰值。也就是说，本方案中的反激式开关电源相较于三明治绕法的高频变压器110结合共模电感方案的开关电源，能有效降低由次级侧传播至初级侧的电磁干扰，且具有无屏蔽绕组、绕线结构简单的特点，具有更好的次级EMI屏蔽特性，且采用两个差模电感替换共模电感，进一步降低整体成本，在实际进行PCB制板时，安装共模电感需要手动装，而差模电感可以实现机插操作，更便于自动化生产，提高生产效率。

需要说明的是，在本文中，诸如“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上所述仅是本发明的具体实施方式，使本领域技术人员能够理解或实现本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所申请的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。