阅读说明：本技术 基于脉冲注入的开关磁阻电机无位置传感器控制方法 (Pulse injection-based switched reluctance motor position sensorless control method ) 是由 陈昊 刘亮 崔思航 董锋 张珂 巩士磊 阎明 张战 袁利 李祥阳 刘明燕 于 2020-06-04 设计创作，主要内容包括：本发明提出了一种基于脉冲注入的开关磁阻电机无位置传感器控制方法,适用于不同相数的开关磁阻电机控制。该方法采用在开关磁阻电机非励磁相的退磁和闲置区间注入检测脉冲,通过比较脉冲响应电流的上升时间来估计转子的对齐位置。该方法能够适用于电流斩波控制策略和电压斩波控制策略,此外还能保证开关磁阻电机在变速变载条件下转子位置估计的准确性,具有良好的工程应用价值。(The invention provides a pulse injection-based switched reluctance motor position sensorless control method, which is suitable for controlling switched reluctance motors with different phases. The method adopts the technical scheme that detection pulses are injected into a demagnetization and idle interval of a non-excitation phase of the switched reluctance motor, and the alignment position of a rotor is estimated by comparing the rise time of pulse response current. The method can be suitable for a current chopping control strategy and a voltage chopping control strategy, can also ensure the accuracy of rotor position estimation of the switched reluctance motor under the conditions of variable speed and variable load, and has good engineering application value.)

基于脉冲注入的开关磁阻电机无位置传感器控制方法

技术领域

本发明涉及一种基于脉冲注入的开关磁阻电机无位置传感器控制方法，尤其适用于各种相数的开关磁阻电机。

背景技术

开关磁阻电机是一种自同步电机，需要转子位置信息来保证电机的连续运转。位置传感器是提供转子位置信息的重要装置，但是位置传感器的安装会增加系统的成本和体积，不利于开关磁阻电机系统的集成化发展。此外无位置传感器易受潮湿、粉尘等恶劣环境的干扰而失效，从而降低了开关磁阻电机系统的可靠性。因此，开展开关磁阻电机无位置传感器控制研究成为了当前的研究热点。现有的开关磁阻电机无位置传感器控制方法主要有：1.电流波形法，该方法只适用于电流斩波控制策略，同时会产生负转矩；2.电感梯度法，该方法在不对齐位置附近会产生错误的转子位置估计影响转子位置估计的准确性；3.磁链法，该方法需要电机的电磁先验知识，计算复杂，占用内存大；4.脉冲注入法，该方法通常采用在电机的电感下降区和闲置区间注入检测脉冲来估计转子的特殊位置，但是它会产生大量的负转矩，影响电机的输出性能。因此，有必要提出一种适用于不同控制策略、不需要复杂的计算和电机的电磁先验知识且不会产生负转矩的开关磁阻电机无位置传感器控制方法。

发明内容

本发明的目的是针对现有的开关磁阻电机无位置传感器控制方法存在的问题，提出一种基于脉冲注入的开关磁阻电机无位置传感器控制方法。

本发明提出的无位置传感器控制方法为：

在电感不饱和条件下，相绕组的电压方程可以由下式表示：

式中，u_m,i_m,L_m,R_m,ω和m分别代表相电压、相电流、相电感、绕组阻抗、电机转子的角速度以及电机的相数；

假设在检测电流注入区间内一共有n个开通周期，那么在t_n-1和t_n时刻时的相电压方程可以分别表示为：

由于检测脉冲是由滞环电流控制而产生的的，并且电流环宽非常小，因此在t_n-1和t_n时刻时的瞬态电流近似等于检测电流的参考电流值I_ref,即i_m(t_n-1)≈i_m(t_n)≈I_ref，因此可以得到

i_m(t_n-1)R_m≈i_m(t_n)R_m (4)

由于电机工作于低速，检测电流的幅值很小并且相邻两时刻的电感梯度近似相等，因此式(2)和(3)的第三部分可以被认为是相等的，即

考虑到功率开关管的压降与直流母线电压相比可以忽略不计，因此绕组两端的相电压可以被认为与母线电压相等，因此有

u_m(t_n-1)＝u_m(t_n)＝U_DC (6)

式中U_DC表示直流母线电压；

结合式(4)、(5)和(6)，采用式(2)减去式(3)可得

根据式(7)，相电流变化率和相电感之间存在如下关系：

如果L_m(t_n-1)＜L_m(t_n),则

如果L_m(t_n-1)＞L_m(t_n),则

假设在最后两个连续的开通周期内相应的电流上升时间分别为ΔT_n-1和ΔT_n，且检测电流的环宽为Δi，则一个开通周期内电流的变化量为2Δi，因此式(7)可以表示为

上式两边都除以2Δi，则式(10)可以被简化为

根据上式，相电感与检测电流的上升时间存在如下关系：

如果L_m(t_n-1)＜L_m(t_n),则ΔT_n-1＜ΔT_n (12)

如果L_m(t_n-1)＞L_m(t_n),则ΔT_n-1＞ΔT_n (13)

由此可知，检测电流的上升时间与相电感的值成正比，在转子的对齐位置之前，相电感的值是逐渐增加的，因此检测电流的上升时间也是逐渐增加的，所以存在ΔT₁<ΔT₂<…<ΔT_n-1；在转子的对齐位置之后，相电感的值开始减小，因此检测电流的上升时间也是逐渐减小的，所以存在ΔT_n-1>ΔT_n；综上可知，通过比较检测电流的两个相邻的上升时间即可确定转子的对齐位置。

当检测到任一相转子的对齐位置时，定时器2开始计数，直到下一相转子对齐位置检测到后将计数值存储到寄存器中，同时立即复位并开始重新计数。因此，两个连续对齐位置之间的时间间隔ΔT_{2_all}则为

ΔT_{2_all}＝N_{2_all}×T2 (14)

式中N_{2_all}表示定时器1的总计数值，T2表示定时器2的计数周期。因此，两个连续对齐位置之间的平均角速度ω可以由下式计算得到：

式中Δθ表示两个对齐位置之间的角度差。之后可以计算得到其他时刻的转子位置：

θ＝θ_o+ωN₂×T2 (16)

式中θ_o和N₂分别表示初始的转子位置和定时器2的实时计数值。

因此，根据转子的对齐位置可以计算得到开关磁阻电机任意时刻的转子位置，从而实现开关磁阻电机无位置传感器控制运行。

有益效果：本发明提出的基于脉冲注入的无位置传感器控制方法，它不需要额外的硬件、复杂的计算以及开关磁阻电机电磁特性的先验知识。此外它还适用于不同的控制策略，包括电流斩波控制策略和电压斩波控制策略，而且不会产生负转矩。

附图说明

图1是本发明的无位置传感器控制方法的工作原理图。

图2是本发明的无位置传感器控制方法工作在正常状态时的实验图。

图3是本发明的无位置传感器控制方法工作在加速状态时的实验图。

图4是本发明的无位置传感器控制方法工作在减速状态时的实验图。

图5是本发明的无位置传感器控制方法工作在加载状态时的实验图。

图6是本发明的无位置传感器控制方法工作在减载状态时的实验图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明提出的无位置传感器控制方法作进一步的描述：

以四相开关磁阻电机为对象，当本发明提出的无位置传感器控制方法运用于电流斩波控制策略时，本发明提出的无位置传感器控制方法的工作原理如图1所示。

在电感不饱和条件下，相绕组的电压方程可以由下式表示：

式中，u_m,i_m,L_m,R_m,ω和m分别代表相电压、相电流、相电感、绕组阻抗、电机转子的角速度以及电机的相数。

假设在检测电流注入区间内一共有n个开通周期，那么在t_n-1和t_n时刻时的相电压方程可以分别表示为：

由于检测脉冲是由滞环电流控制而产生的的，并且电流环宽非常小，因此在t_n-1和t_n时刻时的瞬态电流近似等于检测电流的参考电流值I_ref,即i_m(t_n-1)≈i_m(t_n)≈I_ref，因此可以得到

i_m(t_n-1)R_m≈i_m(t_n)R_m (4)

由于电机工作于低速，检测电流的幅值很小并且相邻两时刻的电感梯度近似相等，因此式(2)和(3)的第三部分可以被认为是相等的，即

考虑到功率开关管的压降与直流母线电压相比可以忽略不计，因此绕组两端的相电压可以被认为与母线电压相等，因此有

u_m(t_n-1)＝u_m(t_n)＝U_DC (6)

式中U_DC表示直流母线电压。

结合式(4)、(5)和(6)，采用式(2)减去式(3)可得

根据式(7)，相电流变化率和相电感之间存在如下关系：

如果L_m(t_n-1)＜L_m(t_n),则

如果L_m(t_n-1)＞L_m(t_n),则

假设在最后两个连续的开通周期内相应的电流上升时间分别为ΔT_n-1和ΔT_n，且检测电流的环宽为Δi，则一个开通周期内电流的变化量为2Δi，因此式(7)可以表示为

上式两边都除以2Δi，则式(10)可以被简化为

根据上式，相电感与检测电流的上升时间存在如下关系：

如果L_m(t_n-1)＜L_m(t_n),则ΔT_n-1＜ΔT_n (12)

如果L_m(t_n-1)＞L_m(t_n),则ΔT_n-1＞ΔT_n (13)

由此可知，检测电流的上升时间与相电感的值成正比，在转子的对齐位置之前，相电感的值是逐渐增加的，因此检测电流的上升时间也是逐渐增加的，所以存在ΔT₁<ΔT₂<…<ΔT_n-1。在转子的对齐位置之后，相电感的值开始减小，因此检测电流的上升时间也是逐渐减小的，所以存在ΔT_n-1>ΔT_n。综上可知，通过比较检测电流的两个相邻的上升时间即可确定转子的对齐位置。

转子的对齐位置可以通过比较检测脉冲两个相邻的的电流上升时间来得到，而每个检测脉冲产生的响应电流的上升时间可以由定时器1来测量计数，而定时器1的计数周期为5微妙，记为T1.当检测到转子位置之后需要计算两个连续的对齐位置之间的平均转速，利用这个平均转速可以计算任意时刻的转子位置。而平均转速的计算需要得到两个连续对齐位置之间的时间间隔，定时器2可以用来测量这个时间间隔，且定时器2的计数周期为10微妙，记为T2。在脉冲注入区间内，当续流电流下降至检测电流的下限值时，功率变换器的主开关管开始开通，检测电流开始上升，同时定时器1开始计数，当检测电流上升至上限值时，功率变换器的主开关管立即关断，检测电流开始下降，同时定时器1停止计数，将此时的计数值存储到寄存器中，等待与下一个开通周期的计数值进行比较。当检测电流再次下降至下限值时，功率变换器的主开关管重新开通，检测电流开始上升，同时定时器1立即复位重新开始计数，自此进入了第二个开通周期。每个开通周期的电流上升时间ΔT可以由下式计算：

ΔT＝N_{1_all}×T1 (14)

式中N_{1_all}表示一个开通周期内定时器1的总计数值。

通过将当前周期的计数值与上一个周期的计数值进行比较，如果大于上一周期的计数值，则继续注入检测脉冲，如果小于上一周期的计数值，则停止注入检测脉冲，同时表明此刻即为转子的对齐位置，定时器2需要立刻开始计数，当检测到一个转子的对齐位置时，定时器2则将计数值存储到寄存器中，同时立即复位并开始重新计数。因此，两个连续对齐位置之间的时间间隔ΔT_{2_all}则为

ΔT_{2_all}＝N_{2_all}×T2 (15)

式中N_{2_all}表示定时器2的总计数值。因此，两个连续对齐位置之间的平均角速度ω可以由下式计算得到：

式中Δθ表示两个对齐位置之间的角度差。之后可以计算得到其他时刻的转子位置：

θ＝θ_o+ωN₂×T2 (17)

式中θ_o和N₂分别表示初始的转子位置和定时器2的实时计数值。

因此，根据转子的对齐位置可以计算得到开关磁阻电机任意时刻的转子位置，从而实现开关磁阻电机无位置传感器控制运行。

图2所示为本发明提出的无位置传感器控制方法工作在正常状态时的实验波形图，图中i_a、i_b、i_c、i_d、θ_e、θ_r和θ_er分别为开关磁阻电机四相的绕组电流、估计的转子位置、实际的转子位置以及转子位置估计误差。从图中可知，θ_e和θ_r保持重合，θ_er在零附近波动，从而说明了无位置传感器控制方法转子位置估计的准确性。

图3和图4所示分别为本发明提出的无位置传感器控制方法工作在加速状态和减速状态时的实验波形图，其中N_S表示电机的实际转速。从图中可以看出，θ_e和θ_r始终保持一致，说明了无位置传感器控制方法在变速条件下仍然能够保证转子位置估计的准确性。

图5和图6所示分别为本发明提出的无位置传感器控制方法工作在加载状态和减载状态时的实验波形图，其中θ_e始终跟随θ_r变化，θ_er波动很小，说明了无位置传感器控制方法在变载条件下也能保证转子位置估计的准确性。

综上所述，本发明提出的基于脉冲注入的无位置传感器控制方法保证了转子位置估计的准确性，实现了开关磁阻电机的稳定运行，并且具有良好的调速性能和抗负载扰动能力。