阅读说明：本技术 三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统及控制方法 (Dual-mode operation control system and control method for three-level six-phase permanent magnet synchronous motor ) 是由 高晗璎 张国强 桂勇 于 2019-09-20 设计创作，主要内容包括：三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统及控制方法。目前的三电平逆变器功率等级受限,谐波相对较高,电机转矩脉动较大。本发明组成包括：控制电路,控制电路输出的PWM信号与驱动电路(5)电连接,驱动电路与六相逆变器(2)电连接,六相逆变器与变频器的三相不控整流电路(1)电连接,变频器的三相不控整流电路前端并联有缺相检测电路(4),变频器的三相不控整流电路后端与母线电压检测电路(3)电连接,缺相检测电路和母线电压检测电路与控制器的A/D接口电连接,六相逆变器经过六相电流采样电路12输入至控制电路的A/D接口。本发明用于三电平六相永磁同步电机的双模式运行控制。(A three-level six-phase permanent magnet synchronous motor dual-mode operation control system and a control method. The power grade of the existing three-level inverter is limited, the harmonic wave is relatively high, and the torque ripple of the motor is large. The invention comprises the following components: the control circuit, the PWM signal that control circuit output is connected with drive circuit (5) electricity, drive circuit is connected with six looks inverter (2) electricity, six looks inverter is connected with three-phase uncontrollable rectifier circuit (1) electricity of converter, three-phase uncontrollable rectifier circuit front end of converter has run flat detection circuit (4) in parallel, three-phase uncontrollable rectifier circuit rear end and bus voltage detection circuit (3) electricity of converter are connected, run flat detection circuit and bus voltage detection circuit are connected with the AD interface electricity of controller, six looks inverter inputs the AD interface to control circuit through six looks current sampling circuit 12. The invention is used for the dual-mode operation control of the three-level six-phase permanent magnet synchronous motor.)

三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统及控制方法

技术领域：

本发明涉及涉及电机控制领域，具体涉及一种三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统及控制方法。

背景技术：

目前，两电平逆变器和三电平逆变器在交流驱动逆变器中处于主导地位，两电平逆变器控制技术更为成熟，但是其相对于三电平逆变器而言，功率等级受限。由于两电平的电平数较少，所以让逆变器谐波相对较高，谐波含量高会让电机转矩脉动较大；因此逆变器功率也不能太大。为了降低逆变器输出的谐波含量，满足功率等级需求和系统的可靠性要求，提出了三电平的逆变结构，三电平驱动系统能有效地降低逆变器输出的谐波含量。

发明内容

：

本发明的目的是解决目前的三电平逆变器功率等级受限，谐波相对较高，电机转矩脉动较大的问题，提供一种不需要重新构建驱动拓扑电路，只需切换不同的控制方法，就可以实现双Y移30°六相永磁同步电机在发生缺相故障后可不停机运行的三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统及控制方法。

上述的目的通过以下的技术方案实现：

一种三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统，其组成包括：控制电路，所述的控制电路输出的PWM信号与驱动电路电连接，所述的驱动电路与六相逆变器电连接，所述的六相逆变器与变频器的三相不控整流电路电连接，所述的变频器的三相不控整流电路前端并联有缺相检测电路，所述的变频器的三相不控整流电路后端与母线电压检测电路电连接，所述的缺相检测电路和所述的母线电压检测电路与所述的控制器的A/D接口电连接，所述的六相逆变器经过六相电流采样电路输入至所述的控制电路的A/D接口。

所述的三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统，所述的控制器由DSP和FPGA组成，所述的DSP与所述的FPGA电连接。

所述的三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统，所述的DSP通过CAN通信电路与上位机通信连接。

所述的三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统，所述的六相逆变器还与六相永磁同步电机电连接，所述的六相永磁同步电机通过旋转变压器与所述的DSP的QEP接口通信连接。

一种三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统的控制方法，通过采样电路实时对双Y移30°六相永磁同步电机控制系统进行检测，判断控制系统处于正常运行状态还是处于缺相故障状态，以便控制系统进行控制策略选择；

正常运行时，采用四维电流闭环控制模式，即将参与机电能量转换的电流进行闭环控制，同时也对谐波电流进行闭环控制，参与机电能量转换的电流采用的控制方法，因其为直流量，故采用比例积分控制器进行调节，谐波电流给定由于谐波电流为交流量，故采用比例谐振控制器进行调节，从而得到控制电路的电压控制量、、、；

缺相运行时，当Z相断路时，其余五相绕组不再对称，此时需要根据不同的优化目标选择容错控制方案，使系统重新恢复稳定，以定子铜耗最小和输出转矩最大为目标，对剩余相电流进行优化。

根据权利要求5所述的三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统的控制方法，其特征是：所述的正常运行时的具体步骤为：首先通过转速闭环和电流闭环计算出控制电路的电压控制量、、、，将其电压控制量进行反变换得到电机所需六相相电压、、、、、分量，则

其次由于双Y移30°六相永磁同步电机绕组的中性点隔离特性，六相电压分属于ABC与XYZ两套绕组，分别对、、和、、电压分量进行三相静止到两相静止的变换，得到、和、分量，则

其中，、、、、、分别表示六相电机定子电压；

、和、分别表示第一套绕组ABC与第二套绕组XYZ在两相静止坐标系下的分量；

最后针对、分量和、分量，通过XINTF外扩RAM方式将调制波数据写入FPGA中，使用Verilog语言实现两套三相三电平SVPWM调制策略，得到驱动三电平六相逆变器的PWM波形，控制三电平六相驱动器，实现双Y移30°六相永磁同步电机的控制。

根据权利要求5所述的三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统的控制方法，其特征是：所述的以定子铜耗最小为目标，对剩余相电流进行优化的具体过程为：

六相电机在正常运行时的各相电流为：

（1）

式中：为定子相电流的幅值；

当Z相发生开路时，开路故障前后的定子合成总磁势不变，则剩余五相电流必须满足： （2）

对式(2)进行化简，从等式两边约掉相同的系数，可以得到：

（3）

依据三角函数关系公式，将各相绕组中的电流表示成如下形式：

（4）

将式(4)带入式(3)中，并将其实部与虚部分离可得：

（5）

由于六相PMSM具有中性点隔离的特点，还需满足以下下约束条件：

（6）

通过联立求解方程(5)和(6)，方程的解不是唯一的，基于定子铜耗最小为最优化目标，计算剩余各相电流，并构建其目标函数：

构建其拉格朗日函数为

依据拉格朗日乘数法，可以得出如下结论，剩余各相电流可表示为

（7）

8.根据权利要求5所述的三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统的控制方法，其特征是：所述的以基于输出转矩最大为目标，对剩余相电流进行优化的具体过程为：将基于输出转矩最大的优化方式进行分析，通过平衡剩余各相电流幅值，并最小化电流幅值，用剩余各相电流幅值中的最大值表示性能指标，列写目标函数：

（8）

式(8)的优化目标是找到一组使F值最小的最大一组解，使用F作为目标函数，约束条件是式(5)和 (6)，并且求解剩余各相电流的表达式：

（9）

利用两种优化方式对剩余各相电流的大小与相位进行调整，通过XINTF外扩RAM方式将调制波数据写入FPGA中，使用Verilog语言实现载波层叠比较控制方式，保证双Y移30°六相永磁同步电机在发生缺相故障后可不停机运行。

有益效果：

1.本发明在双Y移30°六相永磁同步电机处于正常运行状态时，采用双三相三电平SVPWM调制策略，本发明降低了三电平六相SVPWM控制算法的复杂程度。

本发明在双Y移30°六相永磁同步电机处于正常运行状态时，对谐波电流采用闭环控制，能有效地降低定子电流中的5、7次谐波含量。

本发明在双Y移30°六相永磁同步电机处于缺相故障状态时，不需要重新构建驱动拓扑电路，只需切换成容错控制策略，就可以保证双Y移30°六相永磁同步电机在发生缺相故障后可不停机运行。

本发明为三电平中压大容量双Y移30°六相永磁同步电机驱动提供了控制方法。

附图说明：

附图1是六相电机控制系统结构图；

图中：1、三相不控整流电路；2、六相逆变器；3、电压检测电路；4、缺相检测电路；5、驱动电路；6、FPGA；7、DSP；8、其他***电路；9、CAN通信电路；10、负载；11、六相永磁同步电机；12、六相电流采样电路；13、旋转变压器；14、过流保护电路；15、QEP电路；16、上位机。

附图2是二极管箝位型三电平六相逆变器拓扑图；

附图3是基于双三电平SVPWM控制的六相PMSM系统结构图；

附图4是基于载波层叠比较的容错控制策略系统结构图；

附图5是电压检测电路；

附图6是电流检测电路；

附图7是整流桥前端的缺相检测电路；

附图8是驱动电路；

附图9是CAN通信电路；

附图10是系统主程序流程图；

附图11是中断子程序流程图；

附图12是基于双三相三电平SVPWM与基于定子铜耗最小优化方式切换下的转速响应波形图；

附图13是基于双三相三电平SVPWM与基于定子铜耗最小优化方式切换下的转矩响应波形图；

附图14是基于双三相三电平SVPWM与基于定子铜耗最小优化方式切换下的电流响应波形图；

附图15是基于双三相三电平SVPWM与基于输出转矩最大优化方式切换下的转速响应波形图；

附图16是基于双三相三电平SVPWM与基于输出转矩最大优化方式切换下的转矩响应波形图；

附图17是基于双三相三电平SVPWM与基于输出转矩最大优化方式切换下的电流响应波形图；

具体实施方式

：

实施例1：

一种三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统，其组成包括：控制电路，所述的控制电路输出的PWM信号与驱动电路5电连接，所述的驱动电路与六相逆变器2电连接，所述的六相逆变器与变频器的三相不控整流电路1电连接，所述的变频器的三相不控整流电路前端并联有缺相检测电路4，所述的变频器的三相不控整流电路后端与母线电压检测电路3电连接，所述的缺相检测电路和所述的母线电压检测电路与所述的控制器的A/D接口电连接，所述的六相逆变器经过六相电流采样电路12输入至所述的控制电路的A/D接口。

实施例2：

根据实施例1所述的三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统，所述的控制器由DSP，件号：7和FPGA，件号：6组成，所述的DSP与所述的FPGA电连接。

实施例3：

根据实施例1或2所述的三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统，所述的DSP通过CAN通信电路9与上位机16通信连接。

实施例4：

根据实施例1或2或3所述的三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统，所述的六相逆变器还与六相永磁同步电机11电连接，所述的六相永磁同步电机通过旋转变压器13与所述的DSP的QEP接口通信连接，旋转变压器与DSP的QEP接口之间设置过流保护电路14。

实施例5：

一种三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统的控制方法，通过采样电路实时对双Y移30°六相永磁同步电机控制系统进行检测，判断控制系统处于正常运行状态还是处于缺相故障状态，以便控制系统进行控制策略选择；

正常运行时，采用四维电流闭环控制模式，即将参与机电能量转换的电流进行闭环控制，同时也对谐波电流进行闭环控制。参与机电能量转换的电流采用的控制方法，因其为直流量，故采用比例积分控制器进行调节，谐波电流给定由于谐波电流为交流量，故采用比例谐振控制器进行调节，从而得到控制电路的电压控制量、、、；

缺相运行时，当Z相断路时，其余五相绕组不再对称，此时需要根据不同的优化目标选择容错控制方案，使系统重新恢复稳定，以定子铜耗最小和输出转矩最大为目标，对剩余相电流进行优化。

实施例6：

根据实施例1或2或3或4或5所述的三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统的控制方法，所述的正常运行时的具体步骤为：首先通过转速闭环和电流闭环计算出控制电路的电压控制量、、、，将其电压控制量进行反变换得到电机所需六相相电压、、、、、分量，则

其次由于双Y移30°六相永磁同步电机绕组的中性点隔离特性，六相电压分属于ABC与XYZ两套绕组，分别对、、和、、电压分量进行三相静止到两相静止的变换，得到、和、分量，则

其中，、、、、、分别表示六相电机定子电压；

、和、分别表示第一套绕组ABC与第二套绕组XYZ在两相静止坐标系下的分量；

最后针对、分量和、分量，通过XINTF外扩RAM方式将调制波数据写入FPGA中，使用Verilog语言实现两套三相三电平SVPWM调制策略，得到驱动三电平六相逆变器的PWM波形，控制三电平六相驱动器，实现双Y移30°六相永磁同步电机的控制。

实施例7：

根据实施例1或2或3或4或5或6所述的三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统的控制方法，所述的以定子铜耗最小为目标，对剩余相电流进行优化的具体过程为：

六相电机在正常运行时的各相电流为：

（1）

式中：为定子相电流的幅值；

当Z相发生开路时，开路故障前后的定子合成总磁势不变，则剩余五相电流必须满足： （2）

对式(2)进行化简，从等式两边约掉相同的系数，可以得到：

（3）

依据三角函数关系公式，将各相绕组中的电流表示成如下形式：

（4）

将式(4)带入式(3)中，并将其实部与虚部分离可得：

（5）

由于六相PMSM具有中性点隔离的特点，还需满足以下下约束条件：

（6）

通过联立求解方程(5)和(6)，方程的解不是唯一的。基于定子铜耗最小为最优化目标，计算剩余各相电流，并构建其目标函数：

构建其拉格朗日函数为

依据拉格朗日乘数法，可以得出如下结论，剩余各相电流可表示为

（7）

实施例8：

根据实施例1或2或3或4或5或6或7所述的三电平六相永磁同步电机双模式运行控制系统的控制方法，所述的以基于输出转矩最大为目标，对剩余相电流进行优化的具体过程为：将基于输出转矩最大的优化方式进行分析，通过平衡剩余各相电流幅值，并最小化电流幅值，则对开关管的容量要求也降低，总成本也将降低，这有利于逆变驱动系统的设计，用剩余各相电流幅值中的最大值表示性能指标，列写目标函数：

（8）

式(8)的优化目标是找到一组使F值最小的最大一组解，采用常规的解析方法求解目标函数是非常困难的，Matlab最优工具箱中的最大最小值计算函数fminimax可用于解决该问题。该函数的约束条件可以是方程组或不等式组，并且可以定义变量的边界范围，适用于各种求极值的场合。使用F作为目标函数，约束条件是式(5)和 (6)，并且求解剩余各相电流的表达式：

（9）

利用两种优化方式对剩余各相电流的大小与相位进行调整，通过XINTF外扩RAM方式将调制波数据写入FPGA中，使用Verilog语言实现载波层叠比较控制方式，保证双Y移30°六相永磁同步电机在发生缺相故障后可不停机运行。

如图1所示为六相电机控制系统结构图，其核心控制单元由TI公司的DSP以及Altera公司的FPGA联合构成，其中DSP的型号为TMS320F28335，FPGA的型号为EP4CE15E22C8N。通过DSP的XINTF外部存储器接口将FPGA外扩成一个片外RAM，可以实现DSP向FPGA读写数据，后级FPGA作为DSP芯片的***扩展器件。DSP主要用于对电压、电流信号进行A/D转换，转速和位置信息的读取，建立与上位机的通信，***电路控制，以及控制生成调制波；FPGA的作用是进行PWM调制策略，生成多路PWM控制信号，最后，经过驱动电路功率放大以及死区处理、隔离驱动模块化的IGBT。

通过采样电路实时对双Y移30°六相永磁同步电机控制系统进行检测，判断控制系统处于正常运行状态还是处于缺相故障状态，以便控制系统进行控制策略选择，从而使系统工作在正常运行和缺相运行双模式状态。

当系统处于正常运行状态时，采用双三相三电平SVPWM调制策略；如图3所示为基于双三电平SVPWM控制的六相PMSM系统结构图。利用电流检测电路实时检测控制系统是否发生开路故障，当控制系统无故障情况发生时，此时双Y移30°六相永磁同步电机处于正常运行状态，采用双三电平SVPWM调制策略，实现双Y移30°六相永磁同步电机的稳定运行。

当控制系统发生缺相故障时，不需要重新构建驱动拓扑电路，只需切换不同的控制方法，就可以实现双Y移30°六相永磁同步电机在发生缺相故障后可不停机运行。如图4所示为基于载波层叠比较的容错控制策略系统结构图。利用电流检测电路实时检测控制系统是否发生开路故障，当控制系统有故障情况发生时，关断故障相的PWM输出，此时双Y移30°六相永磁同步电机处于缺相运行状态，而当驱动系统发生开路故障时，不需要重新构建驱动拓扑电路，只需切换成容错控制策略，对剩余各相相电流进行优化，采用载波层叠比较控制方式，保证双Y移30°六相永磁同步电机在发生缺相故障后可不停机运行。

此系统的硬件部分如下：

（1）电压、电流检测电路

如图5所示为电压检测电路，采用电压霍尔传感器CHV-50/600对直流母线上的电压进行采样，其变比是可调的，根据检测电路所需要的电压范围，进行电压霍尔传感器副边采样电阻RM的配置。输出的电压经过电压跟随器进行调理，保证直流母线电压检测电路输出到DSP的A/D中的电压范围在0~3.3V之间；如图6所示为电流检测电路，选用型号为CSB3-300A的电流霍尔传感器，传感器的输出端需要接采样电阻R1，将传感器的输出信号转换成电压信号，再经过电压跟随器进行调理，也有着隔离的作用，避免后级输出电路影响前级输入。由于电流值由正负之分，通过偏置电路输出一个稳定不变的直流电压，将其与电压跟随器输出的电压相加，使得检测到的交流电流转换为一个最小值也大于零的交流电压。之后通过运放电路进行调理，对电压进行放大或缩小。最后通过二极管钳位电路，输入到DSP的A/D输入端口。

（2）缺相检测电路

如图7所示为整流桥前端的缺相检测电路。此缺相检测电路并联到变频器的三相不控整流桥前端，正常状态下，光耦内部的发光二极管是点亮的，因此其内部的三极管受光导通，LACK输出低电平；当三相交流电输入源发生断相故障时，光耦内部的发光二极管是不亮的，因此其内部的三极管不导通，LACK输出高电平。当主控芯片DSP检测到LACK为高电平时，发出缺相故障警报。

驱动电路

如图8所示为驱动电路，采用2SD315A驱动，因为315内部的隔离装置这种驱动带有过流保护并且上下管驱动是不共地的，并且运行稳定该驱动可以对1200V/400A的IGBT进行直接驱动，由控制电路输出的PWM信号接入驱动的6脚和10脚，经过隔离、放大、钳卫后对IGBT进行驱动。

（3）CAN通信电路

如图9所示为CAN通信电路，实时监测电机运行状态以及对其进行参数设置，实现人机交互。其中，CAN通信采用TLE6250GV33芯片。TLE6250GV33为8脚的CAN收发器芯片，不仅具有信号转换的作用，还具有信号隔离的作用。

此系统的软件部分包括系统主程序、系统中断程序设计。

（1）系统主程序

如图10所示为系统主程序流程图。主程序的主要功能就是初始化系统与相关寄存器，并对一些相关参数进行设置，具体有：系统初始化、中断向量表初始化、IO口等外设初始化以及一些相关变量初始化，并对FPGA进行复位。当所有初始化完毕，系统开启中断，进入循环等待中断子程序。每间隔20ms读取一次通信数据，实现对电机运行状态的实时监测。

（2）系统中断服程序

如图11所示为中断子程序流程图。首先，对母线电压和电机相电流进行采样检测，若检测值超出其限定范围，为控制系统电路安全，封锁PWM输出。其次，当前期的检测值在正常范围内，读取旋转变压器经解码后输入QEP的信号，获取电机的转速与转子位置信息，进行转速外环的闭环计算。再次，对电机的相电流瞬时值进行检测，检测设备采用电流霍尔传感器，此检测值既能被用作电流内环计算的反馈值，又能被用作判断电机是否发生开路故障的检测信号。如果某项电流的检测值恒为零，可判定该相发生开路故障，此时选择容错控制策略对控制系统进行控制，对剩余各相电流的大小与相位进行调整，通过XINTF外扩RAM方式将调制波数据写入FPGA中，使用Verilog语言实现SVPWM算法。若无开路故障发生，将得到所需调制波，通过XINTF外扩RAM方式将调制波数据写入FPGA中，使用Verilog语言实现SVPWM算法。最后，清除中断标志位，跳出中断程序，再次进入主程序中的循环程序，等待下一次执行中断的命令。

系统仿真：

为验证本发明的可行性和有效性，利用MATLAB/Simulink软件对控制系统的控制算法进行仿真以及验证。

给定转速500r/min，负载T_L=50N·m，在0.3s之前电机处于正常运行状态，采用双三相三电平SVPWM控制策略；当t=0.3s时，模拟Z相发生断路，切换成容错控制策略。其中容错优化控制策略包含两种：一种是基于定子铜耗最小优化方式，另一种是基于输出转矩最大优化方式。

图12-图14为基于双三相三电平SVPWM与基于定子铜耗最小优化方式切换仿真结果图。其中图12为基于双三相三电平SVPWM与基于定子铜耗最小优化方式切换下的转速响应波形图，图13为基于双三相三电平SVPWM与基于定子铜耗最小优化方式切换下的转矩响应波形图，图14为基于双三相三电平SVPWM与基于定子铜耗最小优化方式切换下的电流响应波形。由图12和图13可知，系统启动时响应较快，在t=0.3s时Z相发生开路故障，切换成基于输出转矩最大的容错控制方式，虽然有一些波动，但是电机的转速和转矩依然能较快地与正常运行状态保持一致。由图14可知，电流波形的正弦度高，其中A相电流与X相电流相位相同；X相与Y相、B相与C相的电流幅值大小相同，但两者的相位不同；Z相电流为0。因此，上述基于定子铜耗最小的容错控制优化策略是正确的。

图15-图17为基于双三相三电平SVPWM与基于输出转矩最大优化方式切换仿真结果图。其中图15为基于双三相三电平SVPWM与基于输出转矩最大优化方式切换下的转速响应波形图，图16为基于双三相三电平SVPWM与基于输出转矩最大优化方式方式切换下的转矩响应波形图，图17为基于双三相三电平SVPWM与基于输出转矩最大优化方式切换下的电流响应波形。由图15和图16可知，系统启动时响应较快，在t=0.3s时Z相发生开路故障，切换成基于输出转矩最大的容错控制方式，虽然有一些波动，但是电机的转速和转矩依然能较快地与正常运行状态保持一致。由图17可知，A相与Z相的电流均为零，剩余各相的电流幅值均相等，其中X相电流与Y相电流、B相电流与C相电流之间的相位相差180°电角度。因此，上述基于输出转矩最大的容错控制优化策略是可行的。