阅读说明：本技术 全mos电压及温度监测方法及电路 (Full MOS voltage and temperature monitoring method and circuit ) 是由 徐肯 于 2019-09-16 设计创作，主要内容包括：本发明提供一种全MOS电压及温度监测方法和监测电路,包括两个环形振荡器RO1和RO2、两个时间/数字转换器TDC1和TDC2、一个温度映射模块、一个电压映射模块、一个基准时钟分频器模块以及两个补偿模块。其中,基准时钟是由晶体振荡器提供,环形振荡器RO1由core域电源电压VDD_CORE供电,而环形振荡器RO2由电池电压VBAT供电。基准时钟经分频器后分别连接到TDC1和TDC2,TDC1和TDC2的输出端分别连接到温度映射模块和电压映射模块。本发明能实现真正的全MOS,不需要增加额外的掩膜版,对PVT进行了有效的校准,提高了监测的精度；本发明还具有结构简单、面积小、无静态功耗的优点。(The invention provides a full MOS voltage and temperature monitoring method and a monitoring circuit, which comprise two ring oscillators RO1 and RO2, two time/digital converters TDC1 and TDC2, a temperature mapping module, a voltage mapping module, a reference clock frequency divider module and two compensation modules. Wherein the reference clock is provided by a crystal oscillator, the ring oscillator RO1 is powered by the CORE domain supply voltage VDD _ CORE, and the ring oscillator RO2 is powered by the battery voltage VBAT. The reference clock is respectively connected to the TDC1 and the TDC2 after passing through the frequency divider, and the output ends of the TDC1 and the TDC2 are respectively connected to the temperature mapping module and the voltage mapping module. The invention can realize real full MOS, does not need to increase extra mask, effectively calibrates PVT and improves the monitoring precision; the invention also has the advantages of simple structure, small area and no static power consumption.)

全MOS电压及温度监测方法及电路

技术领域

本发明涉及芯片设计领域，特别涉及芯片中的全MOS电压及温度监测方法及电路。

背景技术

在集成电路中，对芯片的电源电压及温度的监测是尤为重要的。一方面，由于工艺耐压的限制，过高的电源电压会降低芯片的工作寿命，甚至导致芯片器件的永久损坏；另一方面，过低的电源电压可能影响芯片的功能，导致系统的错误操作。另外，由于半导体器件对温度的敏感性，当温度超出一定范围时，芯片的正常工作可能受到影响。因此，需要对芯片的温度进行监测，并根据需要对芯片进行必要的温度补偿，以保证芯片具有足够宽的温度工作范围。

在传统的技术中，芯片通过集成辅助ADC(模数转换器)对电源电压或温度传感器(片外或片上)的输出电压转换成相应的数字信号，实现对芯片电源和温度的监测。该方案要求大量的模拟器件，如运算放大器、比较器等，导致了较大的功耗和芯片面积。随着CMOS工艺的不断演进，芯片的供电电压不断的降低，模拟实现方法的局限性日益明显。

近年来，具有更好的数字工艺兼容性的模拟—时间—数字(ATD：Analog-Time-Digital)转换技术越来越受欢迎。ATD转换的过程可以分为模拟/时间转换(Analog-to-Time Conversion，简称ATC)和时间/数字(Time-to-Digital，简称TDC)两个阶段，即先把模拟电压信号转换成时钟域信号，再对时钟域的信号进行数字量化，得到与模拟电压信号相对应的数字信号。

采用传统ADC的方案不仅成本高、功耗大，而且不适合数字工艺的实现。而现有基于ATC技术的监测方法，虽然很好的解决了传统模拟方案的缺点，但也存在着各种不足。这些不足集中表现在“完全兼容数字工艺”与“对PVT(Process、Voltage、Temperature：工艺、电压及温度，简称PVT)的补偿”之间的矛盾，如：

在《中国集成电路》2009,18(3)期中刊载的论文“全数字ADC设计与仿真[J].”(作者：沙亚兵,李文石)中提出的ADC由于采用了电阻、电容等模拟的无源元器件来组成环形振荡器，在数字工艺中需要增加额外的掩膜版才能实现，无法做到真正的“全数字”实现，且其未考虑温漂及工艺变化的影响，实用性不强。

公开号为CN105071801A的中国专利申请文件中，采用晶体管及外部精密电阻来产生PTAT(proportional to absolute temperature，与绝对温度成正比)电流，用于补偿PVT的变化。成本较高，不适合数字工艺的实现。

公开号为CN101751062A的中国专利申请文件中，通过低噪声基准电压产生电路及线性调节器的方法补偿环形振荡器的温漂，但是此电路结构复杂，使用了修调电阻，制作工艺复杂，成本高。

公开号为CN103684354A的中国专利申请文件中，采用正、负温度系数的两种反相器构成环形振荡器，虽然解决了温漂的问题，但是未考虑工艺带来的离散，实用性较差。

通过以上的例子可以看出，在全数字工艺下实现的设计往往缺少了对PVT的全面补偿，导致了实用性不强；而考虑了PVT补偿的设计，则大多采用额外的模拟器件，导致无法正真实现全数字。

发明内容

为了解决现有技术的问题，本发明提出了一种全MOS电压及温度监测方法和监测电路。具体方案如下：

全MOS电压及温度监测电路，应用于数字芯片中，其特征在于：包括基准时钟分频器、第一环形振荡器、第二环形振荡器、第一时间/数字转换器、第二时间/数字转换器、温度映射模块、电压映射模块；

第一环形振荡器的输入端连接数字芯片的核心域电压，第一环形振荡器的输出端连接第一时间/数字转换器的第一输入端；第二环形振荡器的输入端连接数字芯片的供电电压，第二环形振荡器的输出端连接第二时间/数字转换器的第一输入端；

基准时钟分频器的输入端连接基准时钟信号，经分频后分别输出给第一时间/数字转换器的第二输入端和第二时间/数字转换器的第二输入端；

第一时间/数字转换器的输出端连接温度映射模块；第二时间/数字转换器的输出端连接电压映射模块。

优选的，全MOS电压及温度监测电路还包括第一补偿模块和第二补偿模块，所述第一补偿模块连接在第一时间/数字转换器和温度映射模块之间，用于对第一时间/数字转换器输出的数字值进行补偿；所述的第二补偿模块连接在第二时间/数字转换器和电压映射模块之间，用于对第二时间/数字转换器输出的数字值进行补偿。

优选的，所述的第一补偿模块和第二补偿模块是线性补偿模块或非线性补偿模块。

优选的，所述的第一环形振荡器和第二环形振荡器是由反相器或施密特触发器组成的数字电路。

优选的，所述的第一环形振荡器和第二环形振荡器均由N个反相器组成，N为大于等于3的奇数；所述N个反相器的输出端和输入端首尾相连，最后一个反相器的输出端连接第一个反相器的输入端；所述N个反相器的电源端互相连接作为环形振荡器的输入端，第N个反相器的输出端作为环形振荡器的输出端。

优选的，所述的第一环形振荡器和第二环形振荡器是相同的环形振荡器或不相同的环形振荡器。

全MOS电压及温度监测方法，包括以下步骤：

步骤1：在输入电压为VBAT1和温度T1的条件下，在K个基准时钟周期内分别对第一环形振荡器和第二环形振荡器的输出脉冲进行计数，分别得到该条件下的计数值X1(1)和计数值X2(1)；K为大于等于1的整数；

步骤2：在输入电压为VBAT2和温度T2的条件下，在K个基准时钟周期内分别对第一环形振荡器和第二环形振荡器的输出脉冲进行计数，得到计数值X1(2)和计数值X2(2)；

步骤3：求X1(2)与X1(1)之差：X1(2)-X1(1)＝TC*(T2-T1)，就可以推出T2＝T1+[X1(2)-X1(1)]/TC，因此，通过温度映射模块将计数值之差进行映射，就可以得到这段时间内芯片的平均温度T2；

步骤4：求出X2(2)和X2(1)之差：

X2(2)-X2(1)＝Kvco*(VBAT2-VBAT1)+TC*(T2-T1)

将步骤3得到(T2-T1)代入可得

X2(2)-X2(1)＝Kvco*(VBAT2-VBAT1)+[X1(2)-X1(1)]

由此可得VBAT2的大小为

VBAT2＝VBAT1+{[X2(2)-X2(1)]-[X1(2)-X1(1)]}/Kvco。

优选的，所述步骤3中通过温度映射模块将计数值之差映射，是通过查找表或运算的方式获得的。

优选的，线性补偿时，在所述步骤3中，通过将温度系数TC乘以一个系数A来补偿工艺偏差导致的温度系数的变化；在所述步骤4中，通过将电压系数Kvco乘上一个相应的系数B来补偿电压系数的变化，A和B为大于0的数值。非线性补偿时，通过对数字芯片进行全温度与全电压的扫描，测试不同温度与电压下对应的计数值，拟合出实际数据的表达式，然后对表达式进行非线性补偿，得到线性表达式。

优选的，通过改变基本时钟分频器的分频比，可以改变基准时钟周期K，从而来补偿工艺偏差的变化。

本发明的有益效果为：

1、本发明能实现真正的全MOS，在标准的数字CMOS工艺中，不需要增加额外的掩膜版；

2、本发明对PVT进行了有效的校准，提高了监测的精度；

3、本发明对环形振荡器的非线性进行有效的校准，提高监测的范围和精度；

4、本发明还具有结构简单、面积小、无静态功耗的优点。

附图说明

图1为集成数字电路中的两大电源区域示意图；

图2为本发明第一实施例的全MOS电压及温度监测电路框图；

图3为本发明第二实施例的全MOS电压及温度监测电路框图；

图4为本发明的环形振荡器的电路原理图；

图5为本发明电源电压及温度监测方法的流程图；

图6为本发明的温度系数线性补偿示意图；

图7为本发明的电压系数线性补偿示意图；

图8为本发明的非线性补偿模块示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的解释说明，应当理解，此处所描述的实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

在数字集成电路中，按电源域区分通常可以分为输入输出(IO)电源域和核心(core)电源域两大区域。IO域是数字芯片与其他芯片的接口，通常具较高的供电电压或直接由电池供电，称为VBAT。而为了降低整体功耗和提高运算速度，core域通常采用较低电压供电，称为VDD_CORE。如图1所示，core域的电源是VBAT通过BUCK转换器或LDO模块产生较低供电电压，由于BUCK转换器和LDO均以带隙基准电压为参考，再通过闭环负反馈来获得稳定的输出电压，因此VDD_CORE具有很好的温度不敏感性和电源抑制比(PSRR)，其PSRR通常为60dB左右，即电源电压变化1V时，在core域的供电电压变化仅为1mV。

第一实施例

基于上述的电源供电系统，本发明的示意图如图2所示，包括两个环形振荡器RO1和RO2、两个时间/数字转换器TDC1和TDC2、一个温度映射模块、一个电压映射模块以及一个基准时钟分频器模块。其中，基准时钟可以是由晶体振荡器提供的系统基准时钟，环形振荡器RO1由core域电源电压VDD_CORE供电，而环形振荡器RO2由电池电压VBAT供电。基准时钟经基准时钟分频器后分别连接到TDC1和TDC2，TDC1和TDC2的输出端分别连接到温度映射模块和电压映射模块。

由于MOS管的载流子迁移率μ_n、饱和漏源电压V_dsat和阈值电压V_th等参数随着工艺(Process)、电压(Voltage)及温度(Temperature)的变化(简称PVT变化)而变化，因此，环形振荡器的频率随着PVT的变化而变化。对于一个生产完成的芯片而言，其工艺偏差参数已经确定，所以只有电压和温度两个影响因素。因此，环形振荡器的振荡频率可以写成：

f＝f0+Kvco*Vc+TC*T

其中f0为环形振荡器的初始振荡频率，即在温度T0和电压V0下的振荡频率，Kvco和Vc分别为环形振荡器的电压系数和控制电压，TC和T分别为温度系数和温度。

如上所述，由于RO1的电源电压VDD_CORE随VBAT的变化很小，RO1的振荡频率可近似为仅与温度相关，即：

fro1＝f01+Kvco1*0+TC1*T＝f01+TC1*T

所以fro1经过时间/数字转换器后对应的数字值X1可以反映出芯片温度值，即

X1＝f(T) (1)

可以看出X1是温度T的函数。

对于RO2，由于其供电电压(即被测电压)VBAT是变化的，因此其振荡频率不仅受温度的影响，又受VBAT的影响。RO2的振荡频率可以写成：

fro2＝f02+Kvco2*VBAT+TC2*T

所以fro2经过时间/数字转换器TDC2后对应的数字值X2既反映出VBAT的电压值又反映出芯片温度值，即

X2＝f(VBAT，T) (2)

可以看出X2既是温度T的函数，又是VBAT的函数。

由式(1)可以得到T，再将其代入式(2)以消除式(2)中的T，就可以得到X2与VBAT的关系式，因此可以求出此时对应的VBAT电压值。

温度映射模块和电压映射模块用于对X1和X2的数字值映射到实际的温度和电压值上。

为了与数字工艺兼容，本发明的环形振荡器采用了反相器或施密特触发器或其他形式的数字电路组成。本实施例选择了用反相器，如图3所示的由N(N为>＝3的奇数)个反相器构成的环形振荡器为例，其振荡频率可以表示为：

为了分析方便，假设RO1和RO2是两个相同的环形振荡器，则它们具有相等的初始振荡频率(即f01＝f02＝f0)、相等的温度系数(即TC1＝TC2＝TC)和相等的电压系数(即Kvco1＝Kvco2＝Kvco)，假设基准时钟的频率为fref，则在K个基准时钟的周期内(K为大于等于1的整数)对RO1输出脉冲获得的计数值为：

X1＝K*fro1/fref＝K*(f0+TC*T)/fref，

RO2的计数值为X2＝K*(f0+Kvco*VBAT+TC*T)/fref，

X2-X1＝K*(Kvco1*VBAT)/fref，

因此可以得到此时相应的VBAT电压值。

这里只是举例说明环形振荡器在本发明中的作用，本发明的环形振荡器并不局限于由反相器组成，由其他元器件组成的环形振荡器也在本发明的保护范围内。

具体温度和电源电压监测方法如下：

步骤1：在设定的已知条件(VBAT1和T1)下，通过计数器在K个基准时钟的周期内分别对RO1和RO2的输出脉冲进行计数，得到该条件下的计数值X1(1)和X2(1)；K为大于等于1的整数；

步骤2：在条件2(VBAT2和T2)下，通过计数器1和计数器2在K个基准时钟周期内分别对RO1和RO2的输出脉冲进行计数，得到计数值X1(2)和X2(2)。

步骤3：求X1(2)与X1(1)之差：X1(2)-X1(1)＝TC*(T2-T1)，就可以推出T2＝T1+[X1(2)-X1(1)]/TC，因此，将计数值之差进行映射，就可以得到这段时间内芯片的平均温度T2。

步骤4：求出X2(2)和X2(1)之差：

X2(2)-X2(1)＝Kvco*(VBAT2-VBAT1)+TC*(T2-T1)

将步骤3得到(T2-T1)代入可得

X2(2)-X2(1)＝Kvco*(VBAT2-VBAT1)+[X1(2)-X1(1)]

由此可得VBAT2的大小为VBAT2＝VBAT1+{[X2(2)-X2(1)]-[X1(2)-X1(1)]}/Kvco。

第二实施例

第一实施例的描述是基于芯片生产工艺参数不发生偏差的条件下的，若工艺参数存在偏差，则需要采用补偿模块对温度和电压进行补偿。所以本发明的第二实施例增加了温度补偿模块1和电压补偿模块2，采用补偿模块1和补偿模块2分别对温度、电压所对应的数字值X1和X2进行补偿，得到准确的温度和电压值。就是本发明的另一种实施方式，如图3所示。此外，补偿模块还具有对温度非线性和电压非线性的补偿功能。

对于工艺偏差的校准：由于工艺偏差会导致f0、Kvco和TC的变化，因此，计数得到的计数值会发生变化。如在第一实施例的步骤3中，可以增加一个温度补偿模块，通过将TC乘以一个系数A得到TC*A来补偿工艺偏差导致的温度系数的变化，如图6所示；同理，在步骤4中，也可以增加一个电压补偿模块，也可以通过Kvco乘上一个相应的系数B来补偿Kvco的变化，如图7所示。A和B为大于0的数。

本实施例的其他部分与第一实施例相同，在此不再赘述。

在具体实施例子中，为了分析方便，我们假设了环形振荡器1和2是相同的振荡器，但在实际的应用中，也可以采用不同的环形振荡器来实现，在用较复杂的补偿方法来补偿工艺偏差也是可以实现同样的效果。

第三实施例

在第二实施例中，为了补偿工艺偏差的变化，我们是采用了将计数值之差乘上一个补偿系数的方式来实现。由式可以看出，另一种补偿方法是改变计数周期K也可以得到相同的效果。通过改变可编程分频器的分频比，可以改变计数的周期数K，来补偿工艺偏差的变化。

第四实施例

以上实施例的具体温度和电源电压监测方法中，将计数值之差进行映射，是通过查表法或其他运算获得的。

第五实施例

以上实施例中，补偿模块是线性补偿的。对于环形振荡器的非线性，本发明通过对数字芯片进行全温度与全电压的扫描，测试不同温度与电压下对应的计数值X，拟合出实际数据的多项式表达式：Y＝a₁*Xⁿ+a₂*X^n-1+......+a_n*X+(a_n+1)，然后对Y式进行非线性补偿，得到线性的表达式Y＝a_n*X+a_n+1。如图8所示。以上只是非线性补偿的一种方式，本发明也可以使用其他非线性补偿的方式。

以上仅为说明本发明的实施方式，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。