具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面将对本发明的方案进行进一步描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但本发明还可以采用其他不同于在此描述的方式来实施；显然，说明书中的实施例只是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。

图1为本发明实施例提供的一种高速无刷直流电机的换相系统的结构示意图，如图1所示，高速无刷直流电机的换相系统100包括使能信号发生电路110、窗口发生电路120、反馈量获取电路130和控制电路140。

其中，反馈量获取电路130的输入端分别与电机150的三相绕组和中性点N电连接，反馈量获取电路130的使能端与使能信号发生电路110的输出端电连接，反馈量获取电路130的控制端与窗口发生电路120的输出端电连接。反馈量获取电路，用于根据使能信号、窗口信号、三相端电压和中性点电压形成重构悬空相反电动势，在一个周期内对重构悬空相反电动势进行积分以获取反馈量。

控制电路140的反馈输入端与反馈量获取电路130的输出端电连接，控制电路140的信号输入端与采集到的虚拟霍尔信号电连接；控制电路140，用于根据反馈量调节虚拟霍尔信号以产生换相信号。

示例性地，如图1所示，电机150包括A相绕组、B相绕组和C相绕组，反馈量获取电路130的四个输入端分别与A相绕组、B相绕组、C相绕组和中性点N电连接，即反馈量获取电路130能够接收A相端电压、B相端电压、C相端电压和中性点电压。反馈量获取电路130的使能端与使能信号发生电路110的输出端电连接，反馈量获取电路130能够接收到使能信号发生电路110输出的使能信号，反馈量获取电路130在使能信号的作用下进行工作。例如，使能信号可以是低电平信号，反馈量获取电路130在低电平信号的作用下进行工作。在其他实施方式中，使能信号还可以是高电平信号。

反馈量获取电路130的控制端与窗口发生电路120的输出端电连接，反馈量获取电路130能够接收到窗口发生电路120输出的窗口信号，窗口信号能够对输入信号选取特定的窗口，并输出窗口区的信号。因此，反馈量获取电路130在使能信号的作用下，根据A相端电压、B相端电压、C相端电压、中性点电压以及窗口信号能够确定重构悬空相反电动势。反馈量获取电路130根据重构悬空相反电动势，在重构悬空相反电动势的一个周期内对其进行积分，从而获取反馈量。

图2为本发明实施例提供的换相准确时重构悬空相反电动势的波形图，图3为本发明实施例提供的换相滞后时重构悬空相反电动势的波形图，图4为本发明实施例提供的换相超前时重构悬空相反电动势的波形图。结合图2-图4，在重构悬空相反电动势的一个周期内对其进行积分的结果为，周期内零点时刻后的面积S₂与零点时刻前的面积S₁的面积差值ΔS，反馈量u’_r与面积差值ΔS正相关，因此能够获取到反馈量u’_r。

控制电路140的反馈输入端与反馈量获取电路130的输出端电连接，控制电路140能够接收反馈量u’_r。零点检测电路160的三个输入端与A相绕组、B相绕组和C相绕组对应电连接，零点检测电路160的三个输出端与控制电路140的三个信号输入端对应电连接，零点检测电路160能够分别根据A相端电压、B相端电压和C相端电压产生A相虚拟霍尔信号Ha、B相虚拟霍尔信号Hb和C相虚拟霍尔线号Hc。控制电路140的三个信号输入端与零点检测电路160的三个输出端对应电连接，控制电路140能够接收A相虚拟霍尔信号Ha、B相虚拟霍尔信号Hb和C相虚拟霍尔线号Hc。

示例性地，如图2-图4，换相准确时，ΔS＝0，反馈量u’_r＝0；换相滞后时，ΔS>0，反馈量u’_r>0；换相超前时，ΔS<0，反馈量u’_r<0。当换相超前或换相滞后时，将反馈量u’_r输入至控制电路140，控制电路140能够根据反馈量u’_r确定换相准确、换相滞后还是换相超前，并以此为依据调整A相虚拟霍尔信号Ha、B相虚拟霍尔信号Hb和C相虚拟霍尔线号Hc，产生A相换相信号Sa、B相换相信号Sb和C相换相信号Sc，以使反馈量u’_r趋于0，从而降低换相误差。

综上所述，本发明实施例提供的技术方案，重构悬空相反电动势的构建以及积分产生反馈量过程均通过硬件电路实现，由于硬件电路的运行速度快，因此反馈量的获取速度较快，从而能够提高换相系统100的采样频率，提高积分量的精度，降低换相误差，实现电机的高精度换相。此外，由于硬件电路进行采样、积分等运算，因此能够节省高速无刷直流电机的换相系统100的中断资源、模数转换资源和计算资源。

可选地，继续参见图1，反馈量获取电路130包括反电动势获取电路131、反相电路132、多路复用电路133和低通滤波电路134。

其中，反电动势获取电路131的三相电压输入端与三相绕组一一对应电连接，反电动势获取电路131的中性点电压输入端与中性点N电连接；反电动势获取电路131，用于根据三相端电压和中性点电压获取三相反电动势。

反相电路132的反电动势输入端与反电动势获取电路131的反电动势输出端一一对应电连接。反相电路132，用于根据三相反电动势获取三相反相反电动势。

多路复用电路133的多个输入端分别与反电动势输出端和反相电路132的反相反电动势输出端一一对应电连接，多路复用电路133的使能端与使能信号发生电路110的输出端电连接，多路复用电路133的控制端与窗口发生电路120的输出端电连接。多路复用电路133，用于根据使能信号、窗口信号、三相反电动势和三相反相反电动势产生重构悬空相反电动势。

低通滤波器134的输入端与多路复用电路133的输出端电连接，低通滤波器134，用于在一个周期内对重构悬空相反电动势进行积分以获取反馈量。

示例性地，如图1所示，反电动势获取电路131包括三个减法器，三个减法器的第一输入端分别与A相绕组、B相绕组和C相绕组电连接，三个减法器的第二输入端均与中性点电连接。即三个减法器的第一输入端均为反电动势获取电路131的三相电压输入端，三个减法器的第二输入端均为反电动势获取电路131的中性点电压输入端。

三个减法器分别根据A相端电压u_a与中性点电压u_a计算出A相相电压u_an，根据B相端电压u_b与中性点电压u_n计算出B相相电压u_bn，根据C相端电压u_c与中性点电压u_n计算出C相相电压u_cn，因此反电动势获取电路131能够根据A相端电压u_a、B相端电压u_b、C相端电压u_c和中性点电压u_n计算出A相相电压u_an、B相相电压u_bn和C相相电压u_cn。

无刷直流电机的平衡方程如下：

其中，L为无刷直流电机的相电感，R为无刷直流电机的相电阻，e_a为A相反电动势、e_b为B相反电动势、e_c为C相反电动势，N为无刷直流电机中定子绕组的中性点，i_a为A相电流、i_b为B相电流、i_c为C相电流，t为时间。

在A相绕组悬空时，A相电流i_a为0，A相相电压u_an等于A相反电动势e_a，在B相绕组悬空时，B相电流i_b为0，B相相电压u_bn等于B相反电动势e_b，在C相绕组悬空时，C相电流i_c为0，C相相电压u_cn等于C相反电动势e_c。因此，反电动势获取电路131能够根据A相端电压u_a、B相端电压u_b、C相端电压u_c和中性点电压u_n计算出A相反电动势e_a、B相反电动势e_b和C相反电动势e_c。A相反电动势e_a、B相反电动势e_b和C相反电动势e_c的信号如图5所示。

示例性地，如图1所示，反相电路132包括三个反相器，三个反相器的输入端分别与三个减法器的输出端对应电连接，即三个反相器的输入端均为反相电路132的反电动势输入端。三个反相器分别输出A相反相反电动势-e_a、B向反相反电动势-e_b和C向反相反电动势-e_c。A相反相反电动势-e_a、B向反相反电动势-e_b和C向反相反电动势-e_c的信号如图5所示。

多路复用电路133的六个输入端分别与三个减法器和三个反相器的输出端电连接，多路复用电路133能够接收A相反电动势e_a、B相端反电动势e_b、C相反电动势e_c、A向反相反电动势-e_a，B向反相反电动势-e_b和C向反相反电动势-e_c。多路复用电路133在使能信号的作用下开始工作，例如，使能信号为低电平信号时，多路复用电路133开始工作。多路复用电路133根据窗口信号选通多路复用电路133的开关，最终形成重构悬空相反电动势。下面具体说明重构悬空相反电动势：

图6为本发明实施例提供的一种悬空相反电动势的波形示意图，电机高速运转时采集频率较低，为了得到较准确的面积需要增加信号采集的时间以获取更多的采集信号，而采集的时间越长，越接近于一个周期，如图6所示，悬空相反电动势在周期内沿e_x轴对称，无论换相准确、换相超前还是换相滞后，在一个周期内对悬空相反电动势进行积分时ΔS均为零。因此，无论换相是否准确，基于悬空相反电动势获取到的反馈量u’_r均接近于零，导致反馈量u’_r误差较大。

本发明实施例，通过反相电路132和多路复用电路133能够将如图6所示的悬空相反电动势中呈下降趋势的反电动势关于时间轴翻转，形成如图2-4所示的重构悬空相反电动势，重构悬空相反电动势打破了悬空相反电动势在周期内沿e_x轴对称的关系，避免因采样频率低导致的积分失算，降低反馈量的误差，从而降低换相误差。

低通滤波器134能够滤除重构悬空相反电动势中的高频分量，输出重构悬空相反电动势中的直流分量，将重构悬空相反电动势u_r经傅里叶分解后得到：

其中，a₀为直流分量，ω为角速度，T为周期，t为时间。

直流分量a₀等于：

由此可知，低通滤波器134输出信号为在一个周期内对重构悬空相反电动势u_r积分的结果与系数2/T的乘积，即面积差值ΔS与系数2/T的乘积，故通过低通滤波器134直流分量a₀即为反馈量u’_r。在高速无刷直流电机中，周期T远小于1，因此系数2/T对面积差值ΔS具有放大作用，反馈量u’_r能够放大换相的实际误差，使得换相误差较小时更加凸显出换相误差，从而能够更有效控制换相误差。此外，随着电机转速的提高，换相误差控制更加准确。

可选地，继续参见图1，控制电路140包括比较器141、控制器142和移相器143。

其中，比较器141的第一输入端与反馈量获取电路130的输出端电连接，比较器141的第二输入端接地。比较器141，用于将反馈模拟量转换为反馈数字量。控制器142的输入端与比较器141的输出端电连接，控制器142用于根据反馈数字量确定补偿相位。移相器143的第一输入端与虚拟霍尔信号电连接，移相器143的第二输入端与控制器142的输出端电连接，移相器143用于根据补偿相位补偿虚拟霍尔信号以产生换相信号。

具体地，反馈量获取电路130输出的反馈量u’_r是一种模拟量，比较器141接收反馈量u’_r后将其与0进行比较，若u’_r>0，比较器141输出1；若u’_r<0，比较器141输出0。比较器141的输出信号只能是0或1，因此能够将反馈模拟量转换为反馈数字量，以便于控制器142识别并进行相关处理。如此，能够避免使用模数转换器，节省硬件资源和软件资源。

控制器142能够实现如下函数的功能：

其中，为补偿相位，k为增益系数，a为衰减因子，t为时间，sgn为阶跃函数，u”_r为控制器142内部生成的指令，若控制器142接收到反馈数字量为1，u”_r＝+1；若控制器142接收到反馈数字量为0，u”_r＝-1。

若换相滞后，反馈量u’_r>0，反馈数字量为1，u”_r＝+1，补偿相位若换相超前，反馈量u’_r<0，反馈数字量为0，u”_r＝-1，补偿相位如此，根据换相超前或滞后产生各自相应的补偿相位。

示例性地，换相滞后时，以使A相换相信号Sa、B相换相信号Sb和C相换相信号Sc的相位相较于A相虚拟霍尔信号Ha、B相虚拟霍尔信号Hb和C相虚拟霍尔线号Hc的相位向前移动，从而使得反馈量u’_r趋于0。换相超前时，以使A相换相信号Sa、B相换相信号Sb和C相换相信号Sc的相位相较于A相虚拟霍尔信号Ha、B相虚拟霍尔信号Hb和C相虚拟霍尔线号Hc的相位向后移动，从而使得ΔS趋于0。因此，移相器143能够根据补偿相位调整A相虚拟霍尔信号Ha、B相虚拟霍尔信号Hb和C相虚拟霍尔线号Hc，以使反馈量u’_r趋于0。

可选地，继续参见图1，高速无刷直流电机的换相系统100还包括续流脉冲角捕获电路170。

其中，续流脉冲角捕获电路170的控制端通过换相逻辑控制电路180与控制电路140的输出端电连接，续流脉冲角捕获电路170的输入端与脉冲发生器190电连接。换相逻辑控制电路180用于根据换相信号产生控制信号，续流脉冲角捕获电路170用于根据控制信号产生相应的驱动信号以驱动电机150，还用于获取续流时间对应的脉冲。

示例性地，如图1所示，续流脉冲角捕获电路170包括T1-T6六个晶体管，换相逻辑控制电路180的六个输出端分别与六个晶体管的控制端电连接。换相逻辑控制电路180能够根据A相换相信号Sa、B相换相信号Sb和C相换相信号Sc产生控制信号，以控制续流脉冲角捕获电路170中六个晶体管的通断。续流脉冲角捕获电路170根据控制信号，以使部分晶体管断开部分晶体管闭合，脉冲发生器190输出的脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)信号通过闭合的晶体管后产生驱动信号，以驱动电机150进行转动。

在换相过程中在换相续流时间内会出现电压峰值，在高速无刷直流电机中，续流时间宽度在周期内的占比较大，续流时间宽度不能忽略，续流时间内的脉冲不利于周期内重构悬空相反电动势的积分的准确计算。续流脉冲角捕获电路170还包括续流脉冲获取电路，续流脉冲获取电路能够获取换相续流时间内对应的脉冲，以便于后续避免续流时间内的脉冲对积分造成影响。

可选地，继续参见图1所示，使能信号发生电路110包括或门111、移相器112和逻辑处理器113。

其中，或门111的输入端与续流脉冲角捕获电路170的输出端电连接，或门111根据续流时间对应的脉冲产生脉冲信号P。移相器112的输入端与或门111的输出端电连接，用于将脉冲信号P延迟60°形成延迟脉冲信号P’。逻辑处理器113的两个输入端分别与或门111的输出端和移相器112的输出端电连接，逻辑处理器113用于将延迟脉冲信号P’的上升沿置1脉冲信号P的下降沿置0，以形成使能信号EN。

示例性地，电机150工作在三相六状态，或门111的六个输入端与续流脉冲角捕获电路170的六个输出端对应电连接，或门111能够接收到每次换相时产生的脉冲，并对这些脉冲进行或运算形成脉冲信号P，如图5所示。移相器112的移相量设置为60°，移相器112能够接收到脉冲信号P，并将脉冲信号P延迟60°形成延迟脉冲信号P’，如图5所示。逻辑处理器113能够接收到脉冲信号P和延迟脉冲信号P’，将延迟脉冲信号P’的上升沿置1，将脉冲信号P的下降沿置0，形成使能信号EN，如图5所示。使能信号EN处于高电平信号时的时间覆盖换相续流时间，而反馈量获取电路130仅在使能信号EN为低电平时进行工作，即反馈量获取电路130的工作时间与换相续流时间不交叠，因此能够避免续流对积分的影响，降低换相误差。

本发明实施例还提供了一种高速无刷直流电机的换相方法，适用于上述实施例提供的高速无刷直流电机的换相系统100，具备高速无刷直流电机的换相系统100的有益效果。

图7为本发明实施例提供的一种高速无刷直流电机的换相方法的流程示意图，该换相方法适用于如图1所示的高速无刷直流电机的换相系统100。如图7所示，换相方法的具体步骤包括：

S110，根据使能信号、窗口信号和三相端电压和中性点电压形成重构悬空相反电动势。

示例性地，如图1所示，使能信号发生电路110输出使能信号，窗口发生电路120输出窗口信号，反馈量获取电路130在使能信号的作用下进行工作，例如使能信号可以是低电平信号，反馈量获取电路130在低电平信号的作用下进行工作。窗口信号能够对输入信号选取特定的窗口，并输出窗口区的信号，反馈量获取电路130在使能信号的作用下，根据A相端电压、B相端电压、C相端电压、中性点电压以及窗口信号能够确定重构悬空相反电动势。

S120，在一个周期内对所述重构悬空相反电动势进行积分以获取反馈量。

基于上述实施例，确定重构悬空相反电动势后，反馈量获取电路130在重构悬空相反电动势的一个周期内对其进行积分，积分结果为周期内零点时刻后的面积S₂与零点时刻前的面积S₁的面积差值ΔS，如图2-4所示，反馈量u’_r与面积差值ΔS正相关，因此能够获取到反馈量u’_r。例如：换相准确时，ΔS＝0，反馈量u’_r＝0；换相滞后时，ΔS>0，反馈量u’_r>0；换相超前时，ΔS<0，反馈量u’_r<0。

S130，根据所述反馈量和采集到的虚拟霍尔信号产生换相信号。

具体地，控制电路140还能够根据反馈量u’_r确定换相准确、换相滞后还是换相超前，并以此为依据调整A相虚拟霍尔信号Ha、B相虚拟霍尔信号Hb和C相虚拟霍尔线号Hc，产生A相换相信号Sa、B相换相信号Sb和C相换相信号Sc，以使反馈量u’_r趋于0，从而降低换相误差。

本发明实施例提供的技术方案，重构悬空相反电动势的构建以及积分产生反馈量过程均通过硬件电路实现，由于硬件电路的运行速度快，因此反馈量的获取速度较快，从而能够提高换相系统100的采样频率，提高积分量的精度，降低换相误差，实现电机的高精度换相。此外，由于硬件电路进行采样、积分等运算，因此能够节省中断资源、模数转换资源和计算资源。

可选地，图8为本发明实施例提供的又一种高速无刷直流电机的换相方法的流程示意图，在执行S110时，可采用如图8所示的实施方式，包括：

S111，根据所述三相端电压和所述中性点电压获取三相反电动势。

具体地，根据A相端电压u_a和中性点电压u_n可以计算出A相相电压u_an，根据B相端电压u_b和中性点电压u_n可以计算出B相相电压u_bn，根据C相端电压u_c和中性点电压u_n可以计算出C相相电压u_cn。A相相电压u_an等于A相反电动势e_a，B相相电压u_bn等于B相反电动势e_b，C相相电压u_cn等于C相反电动势e_c。

S112，根据所述三相反电动势获取三相反相反电动势。

具体地，根据A相反电动势e_a可以获取A相反相反电动势-e_a，根据B相反电动势e_b可以获取B相反相反电动势-e_b，根据C相反电动势e_c可以获取C相反相反电动势-e_c。

S113，根据所述使能信号、所述窗口信号、所述三相反电动势和所述三相反相反电动势产生所述重构悬空相反电动势。

具体地，以A相反电动势e_a、B相端反电动势e_b、C相反电动势e_c、A向反相反电动势-e_a，B向反相反电动势-e_b和C向反相反电动势-e_c为对象，在工作状态下，选取窗口内的电压信号输出，最终形成重构悬空相反电动势。重构悬空相反电动势打破了悬空相反电动势在周期内沿e_x轴对称的关系，避免因采样频率低导致的积分失算，降低反馈量的误差，从而降低换相误差。

可选地，执行S120时包括：

根据如下公式计算所述反馈量u’_r：

其中，u_r为所述重构悬空相反电动势，T为所述重构悬空相反电动势的周期，t为时间。

具体地，上式中积分式的积分结果为面积差值ΔS，故反馈量u’_r为面积差值ΔS与系数2/T的乘积。在高速无刷直流电机中，周期T远小于1，因此系数2/T对面积差值ΔS具有放大作用，反馈量u’_r能够放大换相的实际误差，使得换相误差较小时更加凸显出换相误差，从而能够更有效控制换相误差。此外，随着电机转速的提高，换相误差控制更加准确。

可选地，图9为本发明实施例提供的又一种高速无刷直流电机的换相方法的流程示意图，执行S130时，具体步骤如图9所示，包括：

S131，将反馈模拟量转换为反馈数字量。

具体地，反馈量u’_r是一种模拟量，需要现将模拟反馈量转换为书字反馈量，方便后续电路能够识别反馈量信号，以便于进行相关处理。

S132，根据所述反馈数字量确定补偿相位。

具体地，根据如下函数产生补偿相位

其中，k为增益系数，a为衰减因子，t为时间，sgn为阶跃函数，u”_r为内部生成的指令，若接收到反馈数字量为1，u”_r＝+1；若接收到反馈数字量为0，u”_r＝-1。

若换相滞后，反馈量u’_r>0，反馈数字量为1，u”_r＝+1，补偿相位若换相超前，反馈量u’_r<0，反馈数字量为0，u”_r＝-1，补偿相位如此，根据换相超前或滞后产生各自相应的补偿相位。

S133，根据所述补偿相位补偿所述虚拟霍尔信号以产生所述换相信号。

示例性地，换相滞后时，以使A相换相信号Sa、B相换相信号Sb和C相换相信号Sc的相位相较于A相虚拟霍尔信号Ha、B相虚拟霍尔信号Hb和C相虚拟霍尔线号Hc的相位向前移动，从而使得反馈量u’_r趋于0。换相超前时，以使A相换相信号Sa、B相换相信号Sb和C相换相信号Sc的相位相较于A相虚拟霍尔信号Ha、B相虚拟霍尔信号Hb和C相虚拟霍尔线号Hc的相位向后移动，从而使得ΔS趋于0。因此，移相器143能够根据补偿相位调整A相虚拟霍尔信号Ha、B相虚拟霍尔信号Hb和C相虚拟霍尔线号Hc，以使反馈量u’_r趋于0。

可选地，图10为本发明实施例提供的又一种高速无刷直流电机的换相方法的流程示意图，执行S110之前，如图10所示，还包括：

S210，获取续流时间对应的脉冲并产生脉冲信号。

具体地，在换相过程中在换相续流时间内会出现电压峰值，在高速无刷直流电机中，续流时间宽度在周期内的占比较大，续流时间宽度不能忽略，续流时间内的脉冲不利于周期内重构悬空相反电动势的积分的准确计算。获取每次换相时换相续流时间内对应的脉冲，并对这些脉冲进行或运算形成脉冲信号P，以便于后续避免续流时间内的脉冲对积分造成影响。

S220，将所述脉冲信号延迟60°形成延迟脉冲信号。

S230，将所述延迟脉冲信号的上升沿置1所述脉冲信号的下降沿置0，以形成所述使能信号。

具体地，将脉冲信号P延迟60°形成延迟脉冲信号P’，将延迟脉冲信号P’的上升沿置1，将脉冲信号P的下降沿置0，形成使能信号EN，如图5所示。使能信号EN处于高电平信号时的时间覆盖换相续流时间，而反馈量获取电路130仅在使能信号EN为低电平时进行工作，即反馈量获取电路130的工作时间与换相续流时间不交叠，因此能够避免续流对积分的影响，降低换相误差。

需要说明的是，在本文中，诸如“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上所述仅是本公开的具体实施方式，使本领域技术人员能够理解或实现本公开。对这些实施例的多种修改对本领域的技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本公开的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本公开将不会被限制于本文所述的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。