具体实施方式

下面通过附图和实施例对本发明进一步详细说明。通过这 些说明，本发明的特点和优点将变得更为清楚明确。

在这里专用的词“示例性”意为“用作例子、实施例或说明 性”。这里作为“示例性”所说明的任何实施例不必解释为优于或 好于其它实施例。尽管在附图中示出了实施例的各种方面，但 是除非特别指出，不必按比例绘制附图。

根据本发明提供的一种高速永磁同步电机无位置传感器控 制方法，其特征在于，该控制方法包括以下步骤，如图1所示：

步骤(1)：注入高频随机方波。

与传统高频方波注入不同，随机频率方波发生器产生两组 频率不同，幅值不同的方波信号，这两组信号存在以下关系， 较高频率的信号的幅值是较低频率信号的两倍，同时较高频率 信号的频率是较低频率信号的两倍，如图2所示。每个周期都 随机生成一个随机频率方波，同时随机频率信号发生器还产生 解调信号，该信号的相位与随机频率方波信号正交。

具体地，在步骤(1)中注入的随机方波的发生原理如下： 生成一个0-1之间的数，与0.5进行比较。若生成的数大于0.5， 则生成较高频率的方波信号和与之对应的解调信号，否则生成 一个较低频率的方波信号和与之对应的解调信号，并判断是否 完成一个方波周期，若完成了则进入下一周期生成新的方波， 否则继续比较，其流程图如图3所示。

步骤(2)：检测三相定子电流i_A、i_B、i_C

如图4所示的永磁同步电机坐标系中，估计两相旋转坐标 系与两相旋转坐标系d-q之间的夹角为转子位置估计误差

其中，θ_e为实际转子位置，为估计转子位置；

进一步地，向估计两相旋转坐标系的轴注入随机频率高 频方波型电压将理想d轴高频响应电流与实际高频响应电 流采样值相比较，并根据实际高频响应电流的畸变情况调节注 入电压幅值的大小，其幅值调节原理如图6所示；

通过不同的注入电压幅值抑制逆变器非线性引起的高频电 流畸变，减小逆变器非线性对转子位置估计精度的影响。

通过电流传感器获取三相定子电流i_A、i_B、i_C。

步骤(3)：进行载波分离运算。

将步骤(2)采样得到的三相定子电流i_A、i_B、i_C经过3/2 变换得到两相静止坐标系下的定子电流i_α、i_β；对两相静止坐 标系下的定子电流i_α、i_β进行载波分离运算，分别得到两相静 止坐标系下的基波电流分量i_αf、i_βf和两相静止坐标系下的高 频电流分量i_αh、i_βh；

具体来说，如图7为采样、高频与基波电流的关系示意图；

所述基波电流分量i_αf、i_βf通过电流环滤波获得，可用于 计算计算基波电流i_df、i_qf。

图8(a)和图8(b)为随机频率包含的两个频率不同的方 波信号的分离方法。

具体地，所述高频电流分量i_αh、i_βh可通过下式求得，较高 频率信号分离原理如(1)(2)所示，较低频率信号分离过程如 (3)(4)所示。

其中，i_αh表示α轴系下高频电流分量，i_αs(n)表示当前采样 时刻的α轴系下的定子电流，i_αs(n-1)表示上一采样时刻的α轴 系下的定子电流，i_αs(n-2)表示上上一采样时刻的α轴系下的定 子电流，i_αf(n)表示当前采样时刻的α轴系下基波电流分量，i_αf(n-1)表示上一采样时刻的α轴系下基波电流分量，i_αf(n-2) 表示上上一采样时刻的α轴系下基波电流分量。

高频电流分量i_βh可通过下式求得，

式中，i_βh表示β轴系下高频电流分量，i_βs(n)当前采样时刻 的α轴系下的定子电流，i_βs(n-1)与上一采样时刻的β轴系下的 定子电流，i_βs(n-2)上上采样时刻的β轴系下的定子电流；i_βf(n) 表示当前采样时刻的β轴系下基波电流分量，i_βf(n-1)表示上一 采样时刻的轴系下基波电流分量，i_βf(n-2)表示上上一采样时 刻的β轴系下基波电流分量。

所述高频电流分量i_αh、i_βh可用于计算高频电流分量包络线， 进一步地计算位置估计误差

步骤(4)：得到高频电流分量包络线

将步骤(3)中计算得到两相静止坐标系下的高频电流分量 i_αh、i_βh，与解调信号相乘，经过归一化处理后得到两相静止坐 标系下的高频电流分量包络线Δi_αh、Δi_βh，两相静止坐标系下 的高频电流分量包络线Δi_αh、Δi_βh分别包含实际转子位置θ_e的 余弦和正弦量。避免了滤波器的使用，提高了系统性能；

其中电流分量包络线Δi_αh、Δi_βh可分别通过下式求得：

式中，L_d表示电机直轴电感，u_d表示d轴注入的高频电压。

步骤(5)：计算位置估计误差

将步骤(4)中计算得到的两相静止坐标系中的高频电流分 量包络线Δi_αh、Δi_βh，将高频电流分量包络线分别与估计转子 位置的正弦值和余弦值相乘，并将结果相减得到位置估计误 差

优选地，根据提取出包含转子位置信息的高频电流分量包 络线Δi_αh、Δi_βh与估计转子位置角度近似得到位置估计误差如下 式所示：

步骤(6)：计算估计转子估计电角速度和估计转子位置

将步骤(5)中得到转子位置误差值作为输入，通过转子 位置鲁棒观测器得到估计转子估计电角速度和估计转子位 置鲁棒观测器结构图如图9所示；

步骤(7)：通过选取合适的电流环带宽获取基波电流i_df、 i_qf

将步骤(3)中计算得到的两相静止坐标系下的基波电流分 量i_αf、i_βf以步骤(5)中计算得到的估计转子位置为变换角 进行Park变换，得到旋转坐标系下的基波电流i_df、i_qf；步骤 (6)中计算得到的估计转子位置可用于步骤(5)求取估计 转子位置的正弦值和余弦值，便可以通过三角函数的和差公 式提取转子位置误差；

步骤(8)：计算旋转坐标系下定子q轴电流的给定值

电机转速的给定值与步骤(6)中计算得到的估计电角 速度的差值经过PI调节器后，得到旋转坐标系下定子q轴电 流的给定值

步骤(9)：计算旋转坐标系下定子d、q轴电压的参考值

将步骤(8)中计算得到的旋转坐标系下定子q轴电流的给 定值与定子d轴电流的给定值分别与步骤(7)中计算 得到的旋转坐标系下定子d、q轴基波电流i_df、i_qf相减，然后 经过复矢量调节器，得到旋转坐标系下定子d、q轴电压的参考 值

步骤(10)：驱动逆变器

将步骤(9)中计算得到的旋转坐标系下的定子电压参考值 以步骤(6)中计算得到的估计转子位置为变换角 进行反Park变换，得到两相静止坐标系下的定子电压u_α、u_β； 将其作为SVPWM的输入，产生驱动信号驱动逆变器。

根据本发明提供的一种高速永磁同步电机无位置传感器控 制方法，该控制方法所带来的有益效果具体如下：

(一)随机方波注入法可以降低电机的噪音。

功率谱密度函数用于计算信号的平均功率，可用于永磁同 步电机的噪音分析。进一步地，当某一点处的功率密度大时， 便会产生噪音。固定频率方波注入和本发明所述的随机方波注 入法对永磁同步电机的功率密度谱分别如下：

1)固定频率方波注入

注入如图10所示的固定频率方波信号，其一个周期的电流 傅里叶变换可以用下式表示

根据欧拉公式有e^jωt＝cosωt+jsinωt；ω＝2πf；j表示虚数符号。

根据式傅里叶变换公式(12)有

式中，T₁＝T₂＝T/2，其中T为方波周期，

f为方波频率；n为非负整数(0，1，2...)。

将f＝n/T带入到上式中，可以得到以下结论：

式中，T表示方波周期，n为非负整数(0，1，2...)

由式(15)可以得到以下结论，离散谱会出现在注入固定 频率信号的奇数倍次谐波上。

2)随机频率方波注入

注入如图11所示的随机方波信号，所述随机方波信号同时 包含较高频率的信号和较低频率的信号，其功率密度可用下式 表示：

当E[e^j2πfT]≠1

式(16)为连续谱；

当E[e^j2πfT]＝1

式(17)为离散谱；

其中S(f)是电流功率密度，E[]为期望算子，I(f)是电流信号 一周期内的傅里叶变换。

当f满足下式(18)的条件时，且E[I(f)]≠0时，则会产生离 散谱，此时会产生噪音：

[p₁,p₂]是两种随机信号产生的概率矩阵；式中，p₁为较高频 率信号的概率，p₂为较低频率信号的概率，T₃为较高频率信号 周期，T₄为较低频率信号周期。

优选地，令p₁＝p₂＝0.5；

优选地，T₃＝0.5T₄。

由于两注入频率之间存在2倍的关系，因此同样，f₃₄为较 高频率信号的频率f₃与较低频率信号的频率f₄的最小公倍数。 同时存在以下关系n为正整数。

根据

当n为偶数时，此时有

f₃₄为f₃和f₄的最小公倍数，其中f₃表示较高频率信号的频 率，f₄表示较低频率信号的频率。

式中，E[I(nf₃₄)]表示电流傅立叶变换I(nf₃₄)一周期的加 权平均。具体推算过程如式(17)(18)所示。

此时由于E[I(nf₃₄)]等于零，故不存在离散谱。

当n为奇数时，此时有

f₃₄为f₃和f₄的最小公倍数，其中f₃表示较高频率信号的频 率，f₄表示较低频率信号的频率。

式中，E[I(nf₃₄)]表示电流I(nf₃₄)傅立叶变换一周期的加 权平均。由于E[I(nf₃₄)]不等于零，此时存在离散谱。

由上式(19)、(20)可知，整周期切换随机频率方波感应 出的电流信号中会同时包含离散谱和连续谱，且离散谱均在较 高注入频率的奇数倍的频点上。

(二)逆变器非线性效应补偿原理分析

逆变器非线性效应补偿原理分析。由于逆变器非线性的存在，实际 的高频电压信号发生畸变，在d轴出现大小为δu_dh的电压误差，在q轴 产生大小为δu_qh的电压误差。使注入电压呈阶梯状，导致感应电流产生非线性效应。

由于随机高频电压注入在估计d轴上，考虑逆变器非线性带来的误 差，此时有

表示估计旋转坐标系；V_inj为前文注入的随机频率电压幅值

将其变换至实际旋转坐标系可得，

r表示实际旋转坐标系。

根据电机电压方程，有

通过坐标变换

由于d轴高频注入法电压电流存在以下关系

由上式可得

将(26)代入(24)可得

由于误差电压与误差电流存在以下关系

将(27)代入(28)

式中，表示实际角度与估计角度误差；Δi_qh表示q轴电流 变化值；Δi_dh表示d轴电流变化值；L_q表示电机交轴电感；L_d表 示电机直轴电感；δi_qh表示q轴电流量误差。

构建如图6所示的PI调节器，其中消除(29)包含的后一 项L_qδi_qh/Δi_dh(L_q-L_d)便可以消除逆变器非线性效应，达到实时补偿 的目的。

实施例1

在本发明中，采用的随机方波信号注入相较于固定频率频 率信号注入对降低永磁同步电机噪音具有更为显著的效果，具 体如下：

1)固定频率方波信号注入的电机电流频谱图

注入如图12所示固定频率方波信号，方波幅值为60V，频 率为2.5kHz，周期T为0.004s的方波信号。

根据式(15)可得到离散谱密度，

由上式计算得到电机电流频谱图如图14(a)所示，电机 电流频谱图出现较为明显的尖峰，其幅值分别为：7.2dB、-0.1dB、 -6.2dB；电机电流频谱图的尖峰代表了噪声。尖峰的幅值越大， 噪声就相应的越大。

2)随机频率方波信号注入的电机电流频谱图

注入如图13所示固定频率方波信号，其幅值分别为 Vinj 1＝60V和Vinj2＝30V，频率分别对应f₃＝2.5kHz和f₄＝1.25kHz。 T3＝0.004s为较高频率信号周期，T4＝0.008为较低频率信号周 期。

根据式(20)可得到电机离散谱密度：

式中，E[I(nf₃₄)]表示电流I(nf₃₄)傅立叶变换一周期的加 权平均。此时E[I(nf₃₄)]不等于零，故存在离散谱。

f₃₄为f₃和f₄的最小公倍数，其中f₃表示较高频率信号的频 率，f₄表示较低频率信号的频率。

由上式(20)计算得到电机电流频谱图如图14(b)所示， 电机电流频谱图出现较为明显的尖峰，其幅值分别为：3.8dB、 -4.2dB、-10.3dB，与图14(a)对比可发现，电机电流频谱图 上每一离散点的值都比图14(a)的各尖峰幅值均有所下降， 因此本发明所提供的控制方法，达到了降噪的目的。

实施例2

在本发明另一优选的实施方式中，由于逆变器非线性的存 在，实际的高频电压信号发生畸变，以d轴为例，在d轴分别 出现分别为δu_dh的电压误差，使注入电压呈阶梯状，导致感 应电流产生非线性效应，如图15(a)所示。

因此，基于图6所示的幅值实时调节的高频注入法原理， 图中K_ph为PI调节器的比例系数；K_ih为积分系数；Tsamp为采 样时间；z为离散化算子；通过构建调节器消除误差，如下式 (29)所示：

式中，表示实际角度与估计角度误差；Δi_qh表示q轴电流 变化值；Δi_dh表示d轴电流变化值；L_q表示电机交轴电感；L_d表 示电机直轴电感；δi_qh表示q轴电流量误差。

构建调节器消除(29)包含的后一项L_qδi_qh/Δi_dh(L_q-L_d)便可以 消除逆变器非线性效应。

通过调节消除，可将图15(a)通过动态调节至图15(b)， 避免电压的阶梯现象和感应电流非线性，以此来提高转子 位置角度估计精度。

因此，本发明注入幅值自适应的调整的可抑制逆变器非线 性，通过改变不同时刻的注入电压幅值来抑制逆变器非线性造 成的信号畸变。

以上结合了优选的实施方式对本发明进行了说明，不过这 些实施方式仅是范例性的，仅起到说明性的作用。在此基础上， 可以对本发明进行多种替换和改进，这些均落入本发明的保护 范围内。