具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述的其他方式来实施，因此，本发明的保护范围并不限于下面公开的具体实施例的限制。

实施例一：

如图1和图2所示，本发明第一方面的实施例，提出一种电机的控制装置1，包括：功率因数校正电路10，过零检测电路20，电机控制电路30。

具体地，功率因数校正电路10包括功率开关Q；过零检测电路20的输出端与功率因数校正电路10的输入端相连接，过零检测电路20的输出端与功率开关Q的控制端相连接，用于在供电电压的过零点所对应的时刻控制功率开关Q导通；电机控制电路30与功率因数校正电路10的输出端相连接，基于功率开关Q导通，功率因数校正电路10向电机控制电路30输出供电电压，以驱动电机运行，其中，电机包括至少一个定子和至少两个转子。

其中，进一步地，在输出供电电压小于指定数值后，通过控制功率开关的导通状态，实现输出后的供电电压大于指定数值，其中，指定数值大于等于380伏特小于等于410伏特。优选地，功率因数校正电路10包括以下工作方式：

1、如图13所示，连续导通模式(CCM)：功率开关Q的工作频率一定；具体地，T1在被斩波电压(半个周期)的低电压区，T2在被斩波电压高电压区，T1(时间)＝T2(时间)从图中可以看到所有的开关周期时间都相等，在高电压区和低电压区每个导通周期内的占空比不同，导通的占空比(系数)随被斩波电压的幅度变化而变化，而不论被斩波电压幅度是否发生变化，功率开关Q的工作频率均不变，被斩波电压为零时(无电压)，工作频率仍然不变，所以称为连续导通模式(CCM)，该种模式一般应用在250W～2000W的设备上。

2、如图14所示，不连续的导通模式(DCM)：功率开关Q的工作频率随被斩波电压的大小变化；具体地，每一个导通周期内“开”、“关”时间相等，而T1和T2时间不同，随着电压幅度的变化其工作频率也相应变化，被斩波电压为0时，开关停止，即振荡停止，所以称为不连续导通模式(DCM)，即有输入电压功率开关Q工作，无输入电压功率开关Q不工作。

3、临界导通模式(CRM)或过渡模式(TCM)：工作频率介于CCM和DCM之间，更接近DCM模式，在上一个导通周期结束后，下一个导通周期之前，电感L电流将衰减为零，而且工作频率随着线路电压和负载的变化而变化。

本实施例提供的电机的控制装置1，在供电电压的过零点所对应的时刻控制功率开关Q导通，无需滤波电容，直接将未经滤波的脉动正半周电压输入功率开关Q，利用一连串开关工作脉动将脉动正半周电压被“斩”成如图14所示的断续电流波形，其中，电流波形的包络线和电压波形相同，并且包络线和电压波形相位同相，由于斩波的作用，半波脉动的直流电变成高频交流电，此时，功率因数校正(PFC)电路向电机控制电路30输出供电电压，以驱动电机运行。通过上述控制方法，能够保持母线电压恒定输出，增加电流带载能力，实现低频到高频(低速-高速)大扭矩输出，减小转矩脉动，从而减小震动，降低噪音，而且，交流电压和交流电流同相，使电压波形和电流波形均符合正弦波形，既解决了功率因素补偿问题，也解决电磁兼容(EMC)和电磁干扰问题。

实施例二：

如图1所示，根据本发明的一个实施例，一种电机的控制装置1包括：功率因数校正电路10，过零检测电路20，电机控制电路30，参数获取电路40。

具体地，参数获取电路40与电机控制电路30相连接，用于检测电机的运行参数，并将运行参数反馈至电机控制电路30，以使电机控制电路30根据运行参数确定电机的转子位置，参数获取电路40包括电流检测电路402和电压检测电路404，运行参数包括电机的相电流和电机的相电压，电流检测电路402用于检测电机的相电流，并将电机的相电流反馈给电机控制电路30；电压检测电路404用于检测电机的相电压，并将电机的相电压反馈给电机控制电路30；电机控制电路30具体用于：根据电机的相电流和电机的相电压确定电机的转子位置。其中，控制参数包括电机的转速和电机的转动方向。

在该实施例中，参数获取电路40能够实时检测电机的运行参数，即电机的各相电流、相电压，电机控制电路30根据参数获取电路40反馈的运行参数确定电机的转子位置，以便对定子电流进行换向，使得转子连续向一个方向转动，从而保证电机调速时能够精确控制，提升电机工作效率。

实施例三：

如图1所示，根据本发明的一个实施例，一种电机的控制装置1包括：功率因数校正电路10，过零检测电路20，电机控制电路30，参数获取电路40，其中，电机控制电路30具体用于调整电机的转动速度；以及根据电机的转动速度对转子位置进行修正。

在该实施例中，在调整电机的转速的同时，电机控制电路30能够根据电机的转动速度对转子位置进行修正，减小转子位置估计误差，提高了电机转子位置的估计精度，使电机运行在最佳换相点。

实施例四：

根据本发明的一个实施例，在上述任一实施例中，优选地，电机控制电路30具体用于：根据电机的相电流生成补偿矩阵；根据补偿矩阵、电机的相电流和电机的相电压确定电机的转子位置。

在该实施例中，根据电机的相电流确定补偿矩阵，根据补偿矩阵、电机的相电流和电机的相电压确定电机的转子位置，使得转子位置估计不受电机运行条件突变的影响，减小转子位置与实际位置的偏差，大幅提高了电机转子位置的估计精度，从而提升控制精度，使电机运行在最佳换相点。

实施例五：

如图2所示，根据本发明的一个实施例，在上述任一实施例中，优选地，功率因数校正电路10包括：功率开关Q，电感L，二极管D。

具体地，电感L的第一端与供电电路的高压母线相连接；电感L的第二端分别与二级管的正极和功率开关Q的第一端相连接，二级管的负极与电机控制电路30相连接；功率开关Q的第二端分别与供电电路的低压母线和电机控制电路30相连接。

在该实施例中，当电流改变时，通过电感L产生抵抗电流改变的反电势，并通过二极管D单向过滤脉动正半周电压，无需滤波电容，直接将未经滤波的脉动正半周电压输入功率开关Q，利用功率开关Q的工作脉动将脉动正半周电压被“斩”成断续的电流波形，由于斩波的作用，半波脉动的直流电变成高频电，从而在电机运行时能够保持母线电压恒定输出，增加电流带载能力，实现高速高频弱磁，全频段大扭矩输出，同时功率因数校正电路10所使用的电子元件较少，且各个电子元件间的连接关系也较为简单，在提高电流带载能力的同时，不会大幅度增加成本，而且交流电压和交流电流同相，使电压波形和电流波形均符合正弦波形，既解决了功率因素补偿问题，也解决电磁兼容和电磁干扰问题。

实施例六：

根据本发明的一个实施例，在上述任一实施例中，优选地，电机控制电路30还用于：确定电机的相电压和电机的相电流的相位差；确定相位差大于指定数值，对电机的相电流进行执行相位补偿控制。

在该实施例中，确定电机的相电流和相电压的相位差，在相位差大于指定数值时，说明相电流与相电压之间存在偏差，此时，对电机的相电流执行相位补偿控制，从而提升电机运行时的稳定性。

实施例七：

根据本发明的一个实施例，在上述任一实施例中，优选地，电机控制电路30还用于：电机控制电路30还用于记录电机对应的编号和控制参数，并根据控制参数控制对应编号的电机运行。

在该实施例中，通过控制参数控制对应编号的电机运行，对每个电机进行识别认证，实现了位置独立判别，保证通过独立控制算法控制每个电机，避免互相干扰，降低震动和噪音，从而使驱动方式更加安全便捷，进一步提高电机运行的稳定性和转动效率。

实施例八：

如图3所示，本发明的一个具体实施例中，一种电机的控制装置，包括：高频PFC电路(功率因数矫正电路)，过零检测电路，电机控制电路，开关电源，显示主控电路，AC-DC(直流-交流)电路，三相电压(反电动势)检测电路，三相电流检测电路和电机驱动装置(电机)。

具体地，如图2所示，AC-DC电路(供电电路)与高频PFC电路的端口1和端口2相连接，供电电路与电机控制电路间连接有三相电压检测电路和三相电流检测电路，其中，电机控制电路包括MCU控制电路，高频PFC电路包括：功率开关Q，电感L，二极管D，电阻R，功率开关Q为三极管，二极管D为单向导通二极管，电感L的第一端与供电电路的高压母线相连接；电感L的第二端分别与二级管的正极和三极管的第一端相连接，二级管D的负极与MCU控制电路的输出端口INT0N和CH1相连接，具体地，MCU控制电路的输出端口INT0N用于反馈电压；三极管的第二端分别与供电电路的低压母线和MCU控制电路的输入端口相连接，三极管的第三端与电阻R的第一端相连接，电阻R的第二端和MCU控制电路的输入端口UH相连接。

如图4和图5所示，电机控制电路中还电机驱动电路，电机驱动电路包括U1、V1、W1三个输出端口，分别与三项电机输入端相连接，可以根据电机输入的相数调整电机驱动电路的输出端口数量。电机驱动电路的输入端口UN1和UP1分别与MCU控制电路的输出端口PWMUH和PWM UL相连接，电机驱动电路的输入端口VN1和VP1分别与MCU控制电路的输出端口PWMVH和PWM VL相连接，电机驱动电路的输入端口WN1和WP1分别与MCU控制电路的输出端口PWMWH和PWM WL相连接，MCU控制电路向电机驱动电路输出控制信号。

可选地，过零检测电路如图4和图6所示，过零检测电路与MCU控制电路相连接，具体地，过零电路的输入端与AC-DC电路的交流侧AC+相连接，其输出端CROSS_ZERO与MCU控制电路的输入端CROSS_ZERO相连接，过零电路用于将采集到的过零信号输出至MCU控制电路。

实施例九：

如图7所示，本发明第二方面的实施例，提出一种电机的控制方法，用于上述任一实施例中的电机的控制装置，该方法包括：

步骤502，在供电电压的过零点所对应的时刻控制功率开关导通，以使功率因数校正电路向电机控制电路输出供电电压。

本实施例提供的电机的控制方法，在供电电压的过零点所对应的时刻控制功率开关导通，无需滤波电容，直接将未经滤波的脉动正半周电压输入功率开关，利用一连串开关工作脉动将脉动正半周电压被“斩”成如图12所示的断续电流波形，其中，电流波形的包络线和电压波形相同，并且包络线和电压波形相位同相，由于斩波的作用，半波脉动的直流电变成高频交流电，此时，功率因数校正(PFC)电路向电机控制电路输出供电电压，以驱动电机运行。通过上述控制方法，能够保持母线电压恒定输出，增加电流带载能力，实现低频到高频(低速-高速)大扭矩输出，减小转矩脉动，从而减小震动，降低噪音，而且，交流电压和交流电流同相，使电压波形和电流波形均符合正弦波形，既解决了功率因素补偿问题，也解决电磁兼容(EMC)和电磁干扰问题。

可选地，指定数值与电机的转速以及定级拖动的负载相关。

优选地，功率开关按照连续导通模式、不连续的导通模式、临界导通模式或过渡模式导通。

其中，如图13所示，连续导通模式(CCM)：功率开关的工作频率一定；具体地，T1在被斩波电压(半个周期)的低电压区，T2在被斩波电压高电压区，T1(时间)＝T2(时间)从图中可以看到所有的开关周期时间都相等，在高电压区和低电压区每个导通周期内的占空比不同，导通的占空比(系数)随被斩波电压的幅度变化而变化，而不论被斩波电压幅度是否发生变化，功率开关的工作频率均不变，被斩波电压为零时(无电压)，工作频率仍然不变，所以称为连续导通模式(CCM)，该种模式一般应用在250W～2000W的设备上。

如图14所示，不连续的导通模式(DCM)：功率开关的工作频率随被斩波电压的大小变化；具体地，每一个导通周期内“开”、“关”时间相等，而T1和T2时间不同，随着电压幅度的变化其工作频率也相应变化，被斩波电压为0时，开关停止，即振荡停止，所以称为不连续导通模式(DCM)，即有输入电压功率开关工作，无输入电压功率开关不工作。

临界导通模式(CRM)或过渡模式(TCM)：工作频率介于CCM和DCM之间，更接近DCM模式，在上一个导通周期结束后，下一个导通周期之前，电感电流将衰减为零，而且工作频率随着线路电压和负载的变化而变化。

实施例十：

如图8所示，根据本发明的一个实施例，一种电机的控制方法包括：

步骤602，接收电机的运行参数；

步骤604，确定电机的相电流和电机的相电压的相位差；

步骤606，根据电机的相电流和电机的相电压确定电机的转子位置；

步骤608，在供电电压的过零点所对应的时刻控制功率开关导通，以使功率因数校正电路向电机控制电路输出供电电压。

在该实施例中，参数获取电路能够实时检测电机的运行参数，即电机的各相电流、相电压，并根据电机的相电流和电机的相电压确定电机的转子位置，从而保证电机调速时能够精确控制。

实施例十一：

如图9所示，根据本发明的一个实施例，一种电机的控制方法包括：

步骤702，接收电机的运行参数；

步骤704，确定电机的相电流和电机的相电压的相位差；

步骤706，根据电机的相电流生成补偿矩阵；

步骤708，根据补偿矩阵、电机的相电流和电机的相电压确定电机的转子位置；

步骤710，在供电电压的过零点所对应的时刻控制功率开关导通，以使功率因数校正电路向电机控制电路输出供电电压。

在该实施例中，根据电机的相电流确定补偿矩阵，根据补偿矩阵、电机的相电流和电机的相电压确定电机的转子位置，基于补偿矩阵确定电机的转子位置，减小转子位置与实际位置的偏差，大幅提高了电机转子位置的估计精度，使电机运行在最佳换相点。

实施例十二：

如图10所示，根据本发明的一个实施例，一种电机的控制方法包括：

步骤802，在供电电压的过零点所对应的时刻控制功率开关导通，以使功率因数校正电路向电机控制电路输出供电电压；

步骤804，接收转速调节指令；

步骤806，根据转速调节指令所指示的转动速度控制电机运行。

实施例十三：

根据本发明的一个实施例，在上述任一实施例中，优选地，电机的控制方法还包括：获取电机的观测转速；根据观测转速和转速调节指令所指示的转动速度对电机的转子位置进行修正。

在该实施例中，通过调整电机的转速，并且电机控制电路能够根据反馈的转动速度对转子位置进行修正，减小转子位置估计误差，提高了电机转子位置的估计精度，使电机运行在最佳换相点。

实施例十四：

根据本发明的一个实施例，在上述任一实施例中，优选地，电机的控制方法还包括：确定电机的相电压和电机的相电流的相位差；确定相位差大于指定数值，对电机的相电流进行执行相位补偿控制。

在该实施例中，确定电机的相电流和相电压的相位差，在相位差大于指定数值时，说明相电流与相电压之间存在偏差，此时，对电机的相电流执行相位补偿控制，保证电压恒定输出，从而提升电机运行时的稳定性。

实施例十五：

如图11所示，本发明的一个具体实施例中，整流二极管整流以后不加滤波电容器，把未经滤波的脉动正半周电压作为功率因数校正电路的供电源，由于功率因数校正电路的一连串的做“开关”工作脉动的正电压被“斩”成如图12的电流波形，电流波形是断续的，其包络线和电压波形相同，并且包络线和电压波形相位同相，由于斩波PWM(Pulse-WidthModulation，脉冲宽度调制)的作用，半波脉动的直流电变成高频，即由斩波频率(功率开关的工作频率)决定，约100KHz的“交流”电，该高频“交流”电要再次经过整流才能被后驱动开关稳压电源使用，采集相电流和相电压，根据相电流和相电压的相位差进行相位补偿，利用相位差识别电机转子位置，并根据转动速度对转子位置进行修正。

在该实施例中，采用定子与转子分离式双电机，增加“高频PFC”电路将母线电压，采用PFC硬件驱动专用芯片，主芯片集成高频PFC控制算法，恒定在DC 380-410伏特之间，电机驱动模块分别记录两个不同电机参数和编号存入专用寄存起内，用于处理电机装置电机不同转向和转速能够进行身份识别认证，位置独立判别，并且利用FOC(磁场定向控制)+低频转矩补偿技术、启动低速高频电流电压注入，实现高速高频弱磁，全频段大扭力输出，不失步，从外供电总的看该用电系统做到了交流电压和交流电流同相并且电压波形和电流波形均符合正弦波形，既解决了功率因素补偿问题，也解决电磁兼容和电磁干扰问题。

在本发明的一个实施例中，提出了一种电机的控制系统，包括：控制器；存储器，用于存储计算机程序；控制器执行存储在存储器中的计算机程序以实现上述任一实施例的电机的控制方法。因此该电机的控制系统包括上述任一实施例的电机的控制方法的全部有益效果。

在本发明的一个实施例中，提出了一种家用电器，包括：电机，电机包括至少一个定子和至少两个转子；上述任一项的电机的控制装置。因此该家用电器包括上述任一实施例的电机的控制装置的全部有益效果。

可选地，家用电器包括食物处理装置，其中食物处理装置为搅拌机、破壁机、豆浆机、料理机中的任一种。

可选地，家用电器包括送风装置，如风扇。

在本发明的一个实施例中，提出了一种电动车辆，包括：电动车辆，包括：电机；如上述任一项的电机的控制装置。因此该电动车辆包括上述任一技术方案的电机的控制装置的全部有益效果。

在本发明的一个实施例中，提出了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，计算机程序被执行时，实现如上述任一项的电机的控制方法的步骤。因此该计算机可读存储介质包括上述任一技术方案的电机的控制方法的全部有益效果。

在本说明书的描述中，术语“第一”、“第二”仅用于描述的目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性，除非另有明确的规定和限定；术语“连接”、“安装”、“固定”等均应做广义理解，例如，“连接”可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

在本说明书的描述中，术语“一个实施例”、“一些实施例”、“具体实施例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或实例。而且，描述的具体特征、结构、材料或特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

以上仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。