阅读说明：本技术 一种无权重系数的双电机驱动系统预测转矩控制方法 (Dual-motor drive system predicted torque control method without weight coefficient ) 是由 周扬忠 潘斌 陈艳慧 钟天云 于 2020-06-04 设计创作，主要内容包括：本发明涉及一种无权重系数的双电机驱动系统预测转矩控制方法。提供一六相串联三相双PMSM驱动系统,根据系统采样得到的包括六相电流、直流母线电压、位置角的信息,通过PI调节器得到控制两台PMSM在静止坐标系下的期望电压以及零序电压期望值,进而经<I>T</I><Sub>6</Sub>矩阵的逆变换得到六相相电压的期望值,将64个开关状态代入到基于六相相电压误差的成本函数中,令成本函数值最小的开关状态作用于系统下个周期。本发明实现了两台PMSM转矩和定子磁链幅值精准控制和零序电流的有效抑制；省去了烦琐的权重系数整定工作；并大大减少了预测转矩控制算法的计算量。(The invention relates to a control method for predicting torque of a dual-motor driving system without a weight coefficient. Providing a six-phase series three-phase double PMSM driving system, obtaining expected voltage and zero sequence voltage expected values of two PMSMs under a static coordinate system through a PI regulator according to information including six-phase current, direct current bus voltage and position angle obtained by system sampling, and further obtaining the expected voltage and zero sequence voltage expected values through the PI regulator T 6 The inverse transformation of the matrix obtains the expected value of the six-phase voltage, and the 64 switch states are substituted into the cost function based on the six-phase voltage error, so that the switch state with the minimum cost function valueThe next cycle of the system is acted on. The invention realizes the accurate control of the torque and the stator flux linkage amplitude of the two PMSM and the effective inhibition of the zero sequence current; the complicated weight coefficient setting work is saved; and greatly reduces the amount of calculation of the predicted torque control algorithm.)

一种无权重系数的双电机驱动系统预测转矩控制方法

技术领域

本发明涉及一种无权重系数的双电机驱动系统预测转矩控制方法。

背景技术

六相串联三相双永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Motor,PMSM)驱动系统是一种常用的双电机驱动系统。六相串联三相双永磁同步电机驱动系统将三相PMSM的U、V、W 相分别与六相PMSM的AD、BE、CF相连接，利用六相PMSM的冗余自由度，实现了单台逆变器独立解耦控制两台PMSM。与传统的单台逆变器控制单台PMSM相比，六相串联三相双PMSM驱动系统有着驱动系统体积小、成本低、易于实现回馈制动等优点，在钢铁冶炼、复绕机、电动汽车、纺织制造等行业有着广阔的应用前景。

预测转矩控制(Predictive Torque Control，PTC)基于电机系统预测模型，遍历计算施加备选电压矢量集合中不同电压矢量作用于系统后，电机下一控制周期的转矩和定子磁链幅值，并由此得到不同的成本函数值，令成本函数最小的电压矢量作为最优电压矢量作用于系统下个控制周期。预测转矩控制有着结构简单、实现直观、动态响应快、易于包含约束条件等优点，是一种新型先进的控制技术。

采用预测转矩控制的六相串联三相双PMSM驱动系统较传统的基于开关矢量表的直接转矩控制方法有着更加优异的稳态特性和动态特性。但是，传统的基于转矩和定子磁链幅值误差的成本函数需要遍历计算施加备选电压矢量集合中不同电压矢量作用于系统后，两台PMSM下一控制周期的转矩和定子磁链幅值，控制算法复杂的同时，大大增加了预测转矩控制算法的计算量。同时，因为转矩和定子磁链幅值量纲和数量级不同，需要在成本函数中引入权重系数，权重系数的整定工作烦琐并且缺少设计依据，在一定程度上限制了预测转矩控制的应用。

在六相串联三相双PMSM驱动系统中，系统有5个自由度，控制两台PMSM的转矩和定子磁链幅值需要4个自由度。在系统中，若不对最后1个自由度进行有效的控制，则会导致系统零序电流过大。较大的零序电流会导致相电流的畸变、系统损耗增大等问题。

针对上述问题，本发明针对六相串联三相双PMSM驱动系统提出了一种无权重系数的预测转矩控制方法，实现了两台PMSM转矩、定子磁链幅值精准控制和零序电流有效抑制的同时，消除了成本函数中的权重系数，并且大大减少了预测转矩控制算法的计算量。

发明内容

本发明的目的在于提供一种无权重系数的双电机驱动系统预测转矩控制方法，一是实现两台PMSM转矩和定子磁链幅值的精准控制和零序电流的有效抑制；二是消除预测转矩控制算法中成本函数的权重系数；三是减少预测转矩控制算法的计算量。

为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种无权重系数的双电机驱动系统预测转矩控制方法，提供一六相串联三相双PMSM驱动系统，根据系统采样得到的包括六相电流、直流母线电压、位置角的信息，通过PI调节器得到控制两台PMSM在静止坐标系下的期望电压以及零序电压期望值，进而经T₆矩阵的逆变换得到六相相电压的期望值，将64个开关状态代入到基于六相相电压误差的成本函数中，令成本函数值最小的开关状态作用于系统下个周期。

在本发明一实施例中，本发明方法具体实现如下：

步骤S1、利用恒功率变换矩阵T₆，将采样得到的六相电流i_A～i_F变换为α1β1、α2β2、o1o2 坐标系上的电流i_α1、i_β1、i_α2、i_β2、i_o1、i_o2：

其中，i_α1、i_β1、i_α2、i_β2、i_o1、i_o2分别为α1、β1、α2、β2、o1、o2轴上的电流；i_o1、i_o2为两个零序电流，由于三相PMSM中性点不引出，故i_o1恒为0；

步骤S2、根据定子磁链电流模型或者定子磁链电压模型，得到两台PMSM在静止坐标系上的定子磁链ψ_sα1、ψ_sβ1、ψ_sα2、ψ_sβ2；ψ_sα1、ψ_sβ1、ψ_sα2、ψ_sβ2分别为α1、β1、α2、β2轴上的定子磁链；

1)若采用定子磁链的电流模型，定子磁链ψ_sα1ψ_sβ1、ψ_sα2ψ_sβ2为：

其中，ψ_f1、ψ_f2为两台PMSM的永磁体磁链；L_sσ1为六相PMSM相绕组的自漏感， L_sm1＝(L_dm1+L_qm1)/2，L_rs1＝(L_dm1-L_qm1)/2，L_dm1、L_qm1分别为六相PMSM相绕组主磁通直轴和交轴电感；L_sσ2为三相PMSM相绕组的自漏感，L_sm2＝(L_dm2+L_qm2)/2，L_rs2＝(L_dm2-L_qm2)/2，L_dm2、L_qm2为三相PMSM相绕组主磁通直轴和交轴电感，θ_r1为d1轴和α1轴之间的夹角，θ_r2为d2轴和α2轴之间的夹角；

2)若采用定子磁链的电压模型，定子磁链ψ_sα1ψ_sβ1、ψ_sα2ψ_sβ2为：

步骤S3、根据公式(6)和公式(7)得到两台PMSM转矩T_e1、T_e2：

T_e1＝p₁(ψ_sα1i_β1-ψ_sβ1i_α1)(6)

T_e2＝p₂(ψ_sα2i_β2-ψ_sβ2i_α2)(7)

其中，p₁为六相PMSM磁极对数，p₂为三相PMSM磁极对数；T_e1为六相PMSM转矩，T_e2为三相PMSM转矩；

步骤S4、根据公式(8)和公式(9)得到两台PMSM定子磁链幅值ψ_s1、ψ_s2：

其中，ψ_s1为六相PMSM定子磁链幅值；ψ_s2为三相PMSM定子磁链幅值；

步骤S5、根据公式(10)、公式(11)，由控制两台PMSM转速的PI调节器得到两台PMSM的给定转矩T^* _e1、T^* _e2；六相PMSM定子磁链幅值的给定值ψ^* _s1为三相PMSM定子磁链幅值的给定值ψ^* _s2为

其中，ω*_r1、ω_r1为六相PMSM的给定电角速度和实际电角速度；ω*_r2、ω_r2为六相PMSM 的给定电角速度和实际电角速度；K_vp1、K_vi1为控制六相PMSM的PI调节器的比例系数和积分系数；K_vp2、K_vi2为控制三相PMSM的PI调节器的比例系数和积分系数；

步骤S6、根据公式(12)～公式(15)得到两台PMSM的转矩和定子磁链幅值误差ΔT_e1、Δψ_s1、ΔT_e2、Δψ_s2：

步骤S7、采用固定参数PI控制器或变比例系数PI控制器，计算精确消除两台PMSM转矩和定子磁链幅值误差所需的转矩角变化量Δδ₁、Δδ₂；

1)若采用固定参数PI控制器，根据公式(16)和公式(17)，转矩角变化量Δδ₁、Δδ₂为：

Δδ₁＝K_p1ΔT_e1+K_i1∫ΔT_e1dt(16)

Δδ₂＝K_p2ΔT_e2+K_i2∫ΔT_e2dt(17)

其中，K_p1、K_i1为控制六相PMSM转矩的PI调节器的比例系数和积分系数；K_p2、K_i2为控制三相PMSM转矩的PI调节器的比例系数和积分系数；

2)若采用变比例系数PI控制器，则计算模型如下：

2.1)根据公式(18)～公式(21)得到两台PMSM的变比例系数

其中，δ₁为六相PMSM转矩角，δ₂为三相PMSM转矩角；L_d1＝L_sσ1+3L_sm1+3L_rs1为六相PMSM 平面d轴电感，L_q1＝L_sσ1+3L_sm1-3L_rs1为六相PMSM平面q轴电感；L_d2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2+3L_rs2为三相PMSM平面d轴电感，L_q2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2-3L_rs2为三相PMSM平面q轴电感；

2.2)根据公式(22)和公式(23)得到精确消除两台PMSM转矩和定子磁链幅值误差所需的转矩角变化量Δδ₁、Δδ₂：

2.3)同时，转矩误差的积分环节采用积分分离，仅在转矩误差较小时作用，用于补偿电两台PMSM参数的不准确性；

步骤S8、根据公式(24)～公式(27)得到α1β1、α2β2坐标系下定子磁链变化量的期望值

其中，为定子磁链在α1β1坐标系下变化量的期望值；为定子磁链在α2β2坐标系下变化量的期望值；T_s为控制周期；ω_r1、ω_r2分别为六相PMSM、三相PMSM 的电角速度；

步骤S9、根据公式(28)和公式(29)得到α1β1、α2β2坐标系下定子电压期望值

其中，为α1β1坐标系下定子电压期望值；为α2β2坐标系下定子电压期望值；

步骤S10、根据公式(30)得到零序电压给定值u^* _o2：

其中，K_ip、K_ii为控制系统零序电流的PI调节器的比例系数和积分系数；

步骤S11、根据公式(31)得到系统六相相电压的期望值

其中，为六相相电压期望值；

步骤S12、根据公式(32)得到六相逆变器所能输出的全部共64个开关状态对应的六相相电压u_AO～u_FO：

其中，U_DC为直流母线电压，S_i＝1(i＝a～f)代表逆变器第i相桥臂上管导通，下管关断；反之， S_i＝0代表逆变器第i相桥臂上管关断，下管开通；

步骤S13、根据公式(33)得到64个开关状态对应的成本函数值，取令成本函数值最小的开关状态，在下一个控制周期作用于系统；

相较于现有技术，本发明具有以下有益效果：1)实现了两台PMSM转矩和定子磁链幅值精准控制和零序电流的有效抑制；2)直接利用六相相电压的期望值和逆变器输出的六相相电压的误差构建成本函数，消除了权重系数，省去了烦琐的权重系数整定工作；3)无需遍历计算不同电压矢量作用后下个周期两台PMSM的转矩和定子磁链幅值，直接利用基于六相相电压误差的成本函数选出最优电压矢量，大大减少了预测转矩控制算法的计算量。

附图说明

图1为本发明控制策略结构框图。

图2为本发明的实施驱动系统硬件结构范例。

图3为本发明六相串联三相双PMSM驱动系统绕组连接方式。

图4为六相PMSM平面。

图5为三相PMSM平面。

图6为六相PMSM平面内定子磁链变化量计算。

图7为三相PMSM平面内定子磁链变化量计算。

图8为本发明预测转矩控制算法流程图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。

本发明提出一种无权重系数的双电机驱动系统预测转矩控制方法。目的有三个方面：一是实现两台PMSM转矩和定子磁链幅值的精准控制和零序电流的有效抑制；二是消除预测转矩控制算法中成本函数的权重系数；三是减少预测转矩控制算法的计算量。根据系统采样得到的六相电流、直流母线电压、位置角等信息，通过PI调节器得到控制两台PMSM在静止坐标系下的期望电压以及零序电压期望值，进而经T₆矩阵的逆变换得到六相相电压的期望值。将64个开关状态代入到基于六相相电压误差的成本函数中，令成本函数值最小的开关状态作用于系统下个周期。具体讲解如下。本发明所提的系统和控制策略结构框图如图1所示。利用公式2中的T₆矩阵，将采样得到的六相电流i_A～i_F变换为α1β1、α2β2、o1o2坐标系上的电流i_α1i_β1、i_α2i_β2、 i_o1i_o2；根据公式3和公式4的定子磁链电流模型或者根据公式6和公式7的定子磁链电压模型，得到两台PMSM在静止坐标系上的定子磁链ψ_sα1ψ_sβ1、ψ_sα2ψ_sβ2。根据公式9和公式10得到两台 PMSM转矩T_e1、T_e2；根据公式11和公式12得到两台PMSM定子磁链幅值ψ_s1、ψ_s2；根据公式 41、公式42，由控制两台PMSM转速的PI调节器得到两台PMSM的给定转矩T^* _e1、T^* _e2；六相 PMSM定子磁链幅值的给定值ψ^* _s1为三相PMSM定子磁链幅值的给定值ψ^* _s2为根据公式45～公式48得到两台PMSM的转矩和定子磁链幅值误差ΔT_e1、Δψ_s1、ΔT_e2、Δψ_s2；根据49和公式50，采用固定参数的PI控制器得到计算精确消除两台PMSM转矩和定子磁链幅值误差所需的转矩角变化量Δδ₁、Δδ₂，也可以采用更优良的变比例系数PI控制器来得到Δδ₁、Δδ₂：根据公式37～公式40得到两台PMSM的变比例系数根据公式43和公式44得到Δδ₁、Δδ₂，同时，转矩误差的积分环节采用积分分离，仅在转矩误差较小时作用，用于补偿电两台PMSM参数的不准确性；根据公式51～公式54得到α1β1、α2β2坐标系下定子磁链变化量的期望值根据公式55和公式56得到α1β1、α2β2坐标系下定子电压期望值根据公式57，得到零序电压给定值u^* _o2；根据公式 58得到系统六相相电压的期望值根据公式61得到六相逆变器所能输出的全部共64 个开关状态对应的六相相电压u_AO～u_FO；根据公式62得到64个开关状态对应的成本函数值，取令成本函数值最小的开关状态，在下一个控制周期作用于系统。

本发明的实施驱动系统硬件结构范例如图2所示。包括：调压器、三相不可控整流电路、滤波大电容、直流母线电压检测电路、六相逆变器、隔离驱动电路、六相绕组电流检测电路、六相PMSM、三相PMSM、编码器、DSP、CPLD、人机交互界面、故障保护电路、AD调理电路等。逆变器中功率管采用IGBT或MOSFET。六相绕组电流检电路由霍尔电流传感器和运算放大电路构成，输出信号经AD调理电路输入到DSP中。直流母线电压检测电路由霍尔电压传感器和运算放大电路构成，输出信号也需经AD调理电路输入到DSP中。六相绕组电流和直流母线电压的检测信号也需经过故障保护电路，当直流母线电压和绕组电流异常时，故障保护电路输出信号到CPLD中，CPLD封锁PWM输出信号，关断所有开关管。两台PMSM的转子位置角通过两个增量式光电编码器检测。六相绕组电流检测信号、直流母线电压检测信号、两台PMSM的转子位置角信号输入到DSP中，DSP根据检测到的信号和本发明的控制策略输出开关管的控制信号，之后经由CPLD检测控制信号是否会令开关管发生直通危险，若不会，CPLD输出控制信号到隔离驱动电路控制逆变器中的功率开关管动作以控制两台PMSM。

六相串联三相双PMSM驱动系统绕组连接方式如图3所示，其中A～F相为六相PMSM相绕组，U～W相为三相PMSM相绕组，两台PMSM各相绕组在空间对称分布。三相PMSM采用星型连接方式。三相PMSM的U、V、W相分别与六相PMSM的AD、BE、CF相连接。六相 PMSM的功率电流分量在与三相PMSM绕组的连接处由于相位相反相互抵消，对三相PMSM 无影响；三相PMSM的功率电流分量均分流过六相PMSM相位相反的两相绕组，对六相PMSM 无影响，从而实现了两台PMSM的解耦控制。

图4和图5是六相PMSM和三相PMSM实现机电能量转换的平面定义。图4中，α1β1和d1q1坐标系为六相PMSM平面的静止坐标系和同步旋转坐标系，A～F分别为六相PMSM各相绕组轴线，θ_r1为d1轴和α1轴之间的夹角，δ₁为转矩角，ω_r1、u_s1、i_s1、ψ_s1、ψ_f1分别为六相PMSM 的电角速度、定子电压矢量、定子电流矢量、定子磁链矢量、转子磁链矢量。图5中三相PMSM 平面变量定义与图4类似。此外，系统还有1个不参与机电能量转换的零序，称为零序平面。

根据图3中两台PMSM绕组连接方式，可得六相逆变器输出电压表达式如下：

其中，u_AO～u_FO分别为六相逆变器A～F输出端即六相PMSM的A～F相绕组输入端到三相 PMSM中性点O的电压，也称为A～F相相电压；i_A～i_F为六相PMSM的相电流；R_s1为六相PMSM 各相绕组的电阻，R_s2为三相PMSM各相绕组的电阻；ψ_sA～ψ_sF为六相PMSM各相定子磁链；ψ_sU～ψ_sW为三相PMSM各相定子磁链。

利用公式2恒功率变换矩阵T₆将双PMSM驱动系统的数学模型由ABCDEF自然坐标系变换到α1β1α2β2o1o2静止坐标系。

α1β1、α2β2、o1o2坐标系下的磁链模型为：

其中，ψ_sα1、ψ_sβ1、ψ_sα2、ψ_sβ2、ψ_so1、ψ_so2为α1、β1、α2、β2、o1、o2轴上的定子磁链；i_α1、i_β1、i_α2、i_β2、i_o1、i_o2为α1、β1、α2、β2、o1、o2轴上的电流；ψ_f1为六相PMSM的永磁体磁链，ψ_f2为三相PMSM的永磁体磁链；L_sσ1为六相PMSM相绕组的自漏感，L_sm1＝(L_dm1+L_qm1)/2， L_rs1＝(L_dm1-L_qm1)/2，L_dm1、L_qm1分别为六相PMSM相绕组主磁通直轴和交轴电感；L_sσ2为三相PMSM 相绕组的自漏感，L_sm2＝(L_dm2+L_qm2)/2，L_rs2＝(L_dm2-L_qm2)/2，L_dm2、L_qm2为三相PMSM相绕组主磁通直轴和交轴电感。

α1β1、α2β2、o1o2坐标系下的电压模型为:

其中，u_α1、u_β1、u_α2、u_β2、u_o1、u_o2为α1、β1、α2、β2、o1、o2轴上的电压。

两台PMSM的转矩分别为：

T_e1＝p₁(ψ_sα1i_β1-ψ_sβ1i_α1)(公式9)

T_e2＝p₂(ψ_sα2i_β2-ψ_sβ2i_α2)(公式10)

其中，T_e1为六相PMSM转矩，T_e2为三相PMSM转矩；p₁为六相PMSM磁极对数，p₂为三相PMSM磁极对数。

两台PMSM的定子磁链幅值分别为：

其中，ψ_s1为六相PMSM定子磁链幅值；ψ_s2为三相PMSM定子磁链幅值。

利用公式13六相PMSM平面旋转变换矩阵R(θr1)将α1β1坐标系下的量变换到d1q1坐标系下,利用公式14三相PMSM平面旋转变换矩阵R(θr2)将α2β2坐标系下的量变换到d2q2坐标系下。

d1q1、d2q2坐标系下的磁链模型为：

其中，ψ_sd1、ψ_sq1、ψ_sd2、ψ_sq2为d1、q1、d2、q2轴上的定子磁链；i_d1、i_q1、i_d2、i_q2为d1、 q1、d2、q2轴上的电流；L_d1＝L_sσ1+3L_sm1+3L_rs1为六相PMSM平面d轴电感，L_q1＝L_sσ1+3L_sm1-3L_rs1为六相PMSM平面q轴电感；L_d2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2+3L_rs2为三相PMSM平面d轴电感， L_q2＝L_sσ1+2L_sσ2+3L_sm2-3L_rs2为三相PMSM平面q轴电感。

d1q1、d2q2坐标系下的电压模型为：

其中，u_d1、u_q1、u_d2、u_q2为d1、q1、d2、q2轴上的电压。

两台PMSM的转矩分别为：

T_e1＝p₁(ψ_sd1i_q1-ψ_sq1i_d1)(公式19)

T_e2＝p₂(ψ_sd2i_q2-ψ_sq2i_d2)(公式20)

两台PMSM的定子磁链幅值分别为：

由图4、图5可得，d1q1、d2q2坐标系下的定子磁链还可以表示为：

ψ_sd1＝ψ_s1cosδ₁(公式23)

ψ_sq1＝ψ_s1sinδ₁(公式24)

ψ_sd2＝ψ_s2cosδ₂(公式25)

ψ_sq2＝ψ_s2sinδ₂(公式26)

其中，

其中，θ_s1为六相PMSM定子磁链矢量的角度；θ_s2为三相PMSM定子磁链矢量的角度。

将公式23和公式24代入到15中，将公式25和公式26代入到16中，可得：

将公式29和公式30代入到公式19中，将公式31和公式32代入到公式20中，两台PMSM 的转矩分别为：

公式33和公式34两边分别对时间取微分得：

其中，

根据公式37～公式40可见，两台PMSM的变比例系数与两台PMSM 的工作状态有关。当定子磁链幅值为给定值时，在不同转矩下变化较大，为了加快动态过程中系统的转矩响应，转矩环可采用变比例型PI调节器。

根据公式41、公式42，由控制两台PMSM转速的PI调节器得到两台PMSM的给定转矩T^* _e1、T^* _e2；六相PMSM定子磁链幅值的给定值ψ^* _s1为三相PMSM定子磁链幅值的给定值ψ^* _s2为

其中，ω*_r1、ω_r1为六相PMSM的给定电角速度和实际电角速度；ω*_r2、ω_r2为六相PMSM 的给定电角速度和实际电角速度。K_vp1、K_vi1为控制六相PMSM的PI调节器的比例系数和积分系数；K_vp2、K_vi2为控制三相PMSM的PI调节器的比例系数和积分系数。

根据公式35和公式36得到能精确消除两台PMSM转矩和定子磁链幅值误差时所需的转矩角变化量：

其中，

其中，ΔT_e1、Δψ_s1为六相PMSM的转矩误差和定子磁链幅值误差；ΔT_e2、Δψ_s2为三相PMSM 的转矩误差和定子磁链幅值误差。

同时，转矩误差的积分环节采用积分分离，仅在转矩误差较小时作用，用于补偿电两台 PMSM参数的不准确性。

另外，如果需要简化Δδ₁、Δδ₂的计算过程，也可以采用固定参数的PI控制器，其给定为转矩给定值，反馈值为实际转矩值，即：

Δδ₁＝K_p1ΔT_e1+K_i1∫ΔT_e1dt(公式49)

Δδ₂＝K_p2ΔT_e2+K_i2∫ΔT_e2dt(公式50)

其中，K_p1、K_i1为控制六相PMSM转矩的PI调节器的比例系数和积分系数；K_p2、K_i2为控制六相PMSM转矩的PI调节器的比例系数和积分系数；

两台PMSM平面内定子磁链变化量计算示意图如图6、7所示。α1β1、α2β2坐标系下定子磁链变化量的期望值为：

其中，为定子磁链在α1β1坐标系下变化量的期望值；为定子磁链在α2β2坐标系下变化量的期望值；T_s为控制周期。

为了使α1β1、α2β2坐标系下定子磁链变化量跟踪上期望值，根据公式6和公式7可得α1β1、α2β2坐标系下定子电压期望值为：

其中，为α1β1坐标系下定子电压期望值；为α2β2坐标系下定子电压期望值。

六相PMSM的漏电感很小，很小的零序电压就会产生不小的零序电流，零序电流的存在不仅会影响六相电流的THD，还会导致系统损耗增大，降低双PMSM驱动系统的整体效率。引入零序电流PI调节器，给定值为0，反馈值为零序电流值，输出为零序电压给定值u^* _o2。当逆变器输出的零序电压为该值时，零序电流被控制为0。

其中，K_ip、K_ii为控制系统零序电流的PI调节器的比例系数和积分系数。

综上，可得系统六相相电压的期望值为：

其中，为六相相电压期望值。

由图3可得，六相相电压还可以表示为：

其中，U_DC为直流母线电压，u_NO代表从直流母线电压接地点N到中性点O的电压，S_i＝1(i＝a～f) 代表逆变器第i相桥臂上管导通，下管关断；反之，S_i＝0代表逆变器第i相桥臂上管关断，下管开通。

由于系统的中性点未引出，故有u_AO+u_BO+u_CO+u_DO+u_EO+u_FO＝0，代入公式59可得：

将公式60代入公式59可得：

传统的基于转矩和定子磁链幅值误差的成本函数需要根据两台PMSM的预测模型，遍历计算施加备选电压矢量集合中不同电压矢量后下一周期两台PMSM转矩和定子磁链幅值，计算量非常庞大，同时成本函数中必然存在的权重系数整定工作烦琐。针对上述问题，本发明建立了如公式62的基于六相相电压误差的成本函数，该成本函数消除了传统成本函数中的权重系数，省去了烦琐的权重系数整定工作；同时该成本不需要预测两台PMSM下一周期的转矩和定子磁链幅值，大大减少了预测转矩控制算法的计算量。

六相逆变器可以输出64种不同的开关状态，不同的开关状态对应着不同的六相相电压值，根据公式61，可以得到六相逆变器所能输出的全部开关状态对应的六相相电压u_AO～u_FO。将这 64组六相相电压值代入到成本函数中计算，令成本函数值最小的开关状态即为最优开关状态，最优开关状态将作用于系统下一周期。

本发明所提预测转矩控制算法的流程图如图8所示。

以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。