调整滤波器带外抑制的方法以及多工器和通信设备
阅读说明：本技术 调整滤波器带外抑制的方法以及多工器和通信设备 (Method for adjusting out-of-band rejection of filter, multiplexer and communication device ) 是由 郑云卓 庞慰 于 2020-04-30 设计创作，主要内容包括：本发明涉及滤波器技术领域,特别地涉及一种调整滤波器带外抑制的方法以及多工器和通信设备。在该方法中,调整滤波器的敏感电感组中两个电感的间距,以及将两个电感之间的互感值设置为负值,进而可以改善滤波器的带外抑制特性。(The present invention relates to the field of filter technologies, and in particular, to a method for adjusting out-of-band rejection of a filter, a multiplexer, and a communication device. In the method, the distance between two inductors in a sensitive inductor group of the filter is adjusted, and the mutual inductance value between the two inductors is set to be a negative value, so that the out-of-band rejection characteristic of the filter can be improved.)
技术领域
本发明涉及滤波器技术领域，特别地涉及一种调整滤波器带外抑制的方法以及多工器和通信设备。
背景技术
近年来的通信设备小型化和高性能趋势的加快，给射频前端提出了更高的挑战。在射频通信前端中，压电滤波器的设计通常采用梯型结构，即以一个串联的谐振器与一个并联的谐振器级联所得的基本结构作为基本的梯型基本单元，由多个梯型基本单元级联而得到梯型结构的压电滤波器。实际应用中，出于对芯片的封装连接电感以及带外传输零点位置调整等考虑，通常在梯型结构并联谐振器与地之间还设置有辅助电感，不同的并联支路也可以选择性地连接在一起共用一个接地辅助电感。这些电感之间由于电磁耦合通常存在互感，从而导致滤波器带外抑制的恶化。
普通的滤波器的一种典型结构如图1所示，图1是根据现有技术中的声波滤波器的一种结构的示意图。这种滤波器100中，输入端131和输出端132之间有电感121、122以及多个谐振器(通常称作串联谐振器)101～104，各串联谐振器的连接点与接地端之间的多个支路(通常称作并联支路)上分别设置有谐振器111～113(通常称作并联谐振器)，以及电感123～125。各并联谐振器上添加有质量负载层，使并联谐振器的频率和串联谐振器的频率具有差异从而形成滤波器的通带。
滤波器梯形结构中互感耦合的等效电路图为：存在互感的第一电感和第二电感共同连接一个接地电感，该接地电感的电感值即为互感量，互感会使滤波器的带外抑制变差。目前，减少互感量有两种方式，一是减小第一电感和第二电感的电感值，但对于一些需要将传输零点放置在与通带相对较远的位置的滤波器，这种情况下电感值是必须大于一定数值，因此，此方式无法适用；二是将第一电感和第二电感拉远，甚至添加接地的隔离结构，以减少二者之间电磁耦合，此形式会增加电感所占用的空间，不利于芯片小型化。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了调整滤波器带外抑制的方法以及多工器和通信设备，通过拉近敏感电感组中两个电感的距离，改变互感值，并将该互感值设置为负值，以达到改善滤波器带外抑制的目的。
根据本发明的一个方面，提供了一种调整滤波器带外抑制的方法。
本发明的调整滤波器带外抑制的方法包括：在滤波器三维封装结构中，根据两个接地电感的图形在三维封装结构中的距离以及其中至少一个电感的电感值确定包含该两个电感的敏感电感组；调整敏感电感组中两个电感的图形之间的距离，使两个电感的图形形成耦合区，从而提高两个电感之间的互感值；并且调整该两个电感的图形的姿态，使所述互感值为负值。
可选地，确定包含该两个电感的敏感电感组的步骤包括：确定在电路结构中的距离大于指定程度、并且其中至少一个电感的电感值大于指定值的两个电感，将该两个电感确定为敏感电感组。
可选地，所述敏感电感组中两个电感的互感值大于5pH。
可选地，所述敏感电感组中的第一接地电感图形与第二接地电感图形之间沿平行于该封装结构的基板的方向形成间隔，或者沿垂直于该基板的方向形成间隔；第一接地电感和第二接地电感的图形位于该基板中的同一层或者相邻层。
可选地，耦合区内的第一接地电感的图形呈直线形，第二接地电感的图形呈环形，并且环绕第一接地电感。
可选地，耦合区内的所述敏感电感组中的两个电感的图形均呈直线形，或者均呈环形。
可选地，耦合区的长度大于第一接地电感和第二接地电感之中电感值较小的电感的图形长度的30％。
可选地，第一接地电感图形与第二接地电感图形之间的间隔宽度为D，第一接地电感和第二接地电感的图形宽度为W，其中，D＜2W。
根据本发明的另一方面，提供了一种多工器(包括双工器)，其包含本发明所述的方法制造的滤波器。
根据本发明的又一方面，提供了一种通信设备，其包括采用本发明所述的方法制造的滤波器。
附图说明
为了说明而非限制的目的，现在将根据本发明的优选实施例、特别是参考附图来描述本发明，其中：
图1为现有技术中一种滤波器拓扑结构的示意图；
图2A为本发明实施方式提供的滤波器的拓扑结构图；
图2B为图2A所示的拓扑结构的去耦合变换后的等效电路图；
图3为对比例的滤波器的拓扑结构图；
图4为图3所示的拓扑结构的去耦合变换后的等效电路图；
图5为谐振器串联电感的示意图；
图6为谐振器阻抗幅值对比曲线；
图7为对比例的滤波器中电感L1的幅频响应对比曲线；
图8为对比例的滤波器中电感L2的幅频响应对比曲线；
图9为对比例的滤波器的幅频响应对比曲线；
图10是本发明实施方式提供的滤波器与对比例的滤波器之间的幅频响应对比曲线；
图11为本发明实施方式中滤波器的中互感值为不同值时幅频响应对比曲线；
图12为本发明实施方式提供的滤波器的封装结构图；
图13为本发明实施方式提供的滤波器的另一种封装结构图；
图14为本发明实施方式提供的滤波器的另一种封装结构图；
图15为本发明实施方式提供的滤波器的另一种封装结构图；
图16为本发明实施方式提供的一种多工器的电路图；
图17为图16所示多工器的封装结构的俯视图。
具体实施方式
本发明实施方式中，将滤波器中产生互感的两个电感的距离拉紧，并将两者之间的互感值设为负值，进而使两个电感之间存在负耦合，此时等效的接地电感的电感值为负，从而改善滤波器的带外抑制特性，以下具体加以说明。
图2A为本发明实施方式提供的滤波器的拓扑结构图。该结构仅为举例，本发明实施方式可应用于其他类似于图1的梯形结构的滤波器。作为示例，图2A中的滤波器为Band 1接收滤波器100，其通带频率范围为2110MHz～2170MHz，该滤波器在相应的发送频段1920MHz～1980MHz有较好的带外抑制特性。如图2A所示，滤波器100为由串联谐振器S1～S4和并联谐振器P1～P4组成的4级梯型结构，在输入端IN和输出端OUT之间设有串接的串联谐振器S1～S4，串联谐振器S1与输入端IN之间串接电感L3，串联谐振器S4与输出端之间串接电感L4，电感L3和电感L4起到阻抗匹配的作用，相邻串联谐振器之间的节点上、串联谐振器S4与电感L4之间的节点上分别连接并联谐振器，并联谐振器P1和并联谐振器P2的另一端(不与串联支路连接的一端)连接电感L1，电感L1的另一端接地；并联谐振器P3和并联谐振器P4的另一端连接电感L2，电感L2的另一端接地。电感L1和电感L2之间存在互感耦合，互感同名端定义如图1中圆点所示，互感的耦合量为-M，表示该值为负值。
滤波器中互感耦合在电路的梯形结构的级数上的远离程度相隔越远，对滤波器的带外抑制性能恶化越严重，即该性能对该两个电感的距离越敏感。所以可以根据两个电感在该远离程度在级数上的程度来确定是否需要对该两个电感的物理距离加以调整，具体可以根据实际需要指定两个电感的远离的程度，大于该程度就应视作敏感电阻。一个较佳的方式是分析位于最靠近输入端和最靠近输出端的两个接地电感(即，把该两个接地电感作为敏感电感组)。以上仅以4阶梯型滤波器为例，其中，级数以及接地电感数大于或等于2的情况均可应用本发明实施方式的技术方案。
图2B为图2A所示的拓扑结构的去耦合变换后的等效电路图。如图2A和图2B所示，接地的电感L1和电感L2可以等效为无互感耦合的两个电感L1+M和L2+M，同时，将两个电感L1+M和L2+M接地端连在一起，通过一个公共的电感接地，这个电感的电感值等于原来两个电感L1、L2的互感量，即相当于整个滤波器的所有并联支路具有一个电感值为-M的共同接地电感。
图3为对比例的滤波器的拓扑结构图，如图3所示，滤波器200同样采用4级梯型结构，其结构与图1所示的滤波器100的拓扑结构相同，两者之间的不同点在于，滤波器200中电感L1和L2之间的互感值为正值M。图4为图3所示的拓扑结构的去耦合变换后的等效电路图，如图3和图4所示，电感L1和L2可以等效为无互感耦合的两个电感L1-M和L2-M，同时，将两个电感L1-M和L2-M接地端连在一起，通过一个公共的电感接地，这个电感的电感值等于原来两个电感L1、L2的互感值，即相当于整个滤波器所有并联支路具有一个电感值为M的共同接地电感。
图5为谐振器串联电感的示意图，其中谐振器RES与电感L串联。图6为谐振器阻抗幅值对比曲线。图6中粗线是单一谐振器RES的阻抗幅值曲线，在2.32GHz附近具有阻抗的极小值，该频率是谐振器RES的谐振频点，该阻抗极小值称作谐振器的串联阻抗，当RES接在梯型滤波器的并联支路中(直接接地，不通过电感)时，在谐振频率的位置，该并联支路为原本传输在串联通路中的信号提供了一个传输零点Z0，从而形成相应的抑制点；而换作是图3结构连接在梯型滤波器的并联支路时，图6中虚线是谐振器RES串接电感的阻抗幅值曲线，从其阻抗曲线的变化可以看出，阻抗的极小值对应的谐振频率因为电感的引入发生了向低频方向的偏移，即从Z0的位置左移到Z1的位置，因此造成了传输零点的移动。梯型结构滤波器正是通过改变各并联支路电感的大小，以及各支路合并拆分的设置，使得传输零点在滤波器阻带的位置均匀分布，从而得到较大范围内较好的带外抑制特性。
图7为对比例的滤波器中电感L1的幅频响应对比曲线，图7所示的曲线中未考虑电感互感的情况，图中虚线是电感L1电感值为0.25nH时的幅频响应曲线，粗线是电感L1电感值为0.45nH时的幅频响应曲线，细线是电感L1电感值为0.65nH时的幅频响应曲线，其中，粗线是对比例的原始设计，此时电感L2的电感值为0.5nH，滤波器在1920MHz～1980MHz范围内的带外抑制平均可以达到55dB，并且在滤波器的低频一侧在1920MHz～1980MHz附近具有两个传输零点Z1和Z2。由图7中的三个曲线的对比可以看到，随着电感L1电感值的增大，传输零点Z1向低频方向小幅移动，而传输零点Z2向低频方向大幅移动。当电感L1为0.25nH时，1920MHz～1980MHz的抑制相对达到最好的状态，此时传输零点Z1和传输零点Z2之间的距离较近，但是更偏向高频，因此导致1710MHz～1785MHz范围内的抑制较差，无法达到-50dB的要求。当电感L1为0.45nH时，此时传输零点Z1和传输零点Z2之间的距离略变远，且分布于1920MHz～1980MHz的两侧不远处，抑制虽恶化，但是整体会在-60dB，同时1710MHz～1785MHz范围内的抑制可以达到-50dB。当电感L1为0.65nH时，传输零点Z1和传输零点Z2之间的距离较远，使得1920MHz～1980MHz内的抑制变差较多。因此当电感L2感值不变的情况下，仅通过调整电感L1的感值大小，虽然能实现传输零点Z2的较大范围移动，但并不容易得到比较理想的抑制特性。
图8为对比例的滤波器中电感L2的幅频响应对比曲线，图8中所示曲线中未考虑电感互感的情况，图中虚线是电感L2电感值为0.3nH时的幅频响应曲线，粗线是电感L2电感值为0.5nH时的幅频响应曲线，细线是电感L2电感值为0.7nH时的幅频响应曲线，其中，粗线是对比例的原始设计，此时电感L1的电感值为0.45nH，滤波器在1920MHz～1980MHz范围内的带外抑制平均可以达到55dB，并且在滤波器的低频一侧在1920MHz～1980MHz附近具有两个传输零点Z1和Z2。由图8中的三个曲线的对比可知，随着电感L2电感值增大，传输零点Z1向低频方向移动，而传输零点Z2也向低频方向移动，二者的间距变化不大。当电感L1为0.7nH时，1920MHz～1980MHz的抑制相对达到最好的状态，但与粗线所代表的原始设计对比改进并不大。因此当电感L1感值不变的情况下，仅通过调整电感L2的感值大小，虽然能够实现传输零点Z1和Z2共同方向的移动，但并不容易得到比较理想的抑制特性。
图9为对比例的滤波器的幅频响应对比曲线，其中，细线为电感L1、L2之间没有互感(互感值M为0pH)时的幅频响应曲线，粗线为电感L1、L2之间存在互感(互感值M为5pH)时的幅频响应曲线；如图9所示，在添加互感之后，右侧的输零点Z1向高频方向移动，左侧的传输零点Z2向低频方向移动，此效果为并联支路产生共地电感的典型作用效果，即由电感L1、L2之间互感等效形成了共同接地的电感M导致。
图10是本发明实施方式提供的滤波器与对比例的滤波器之间的幅频响应对比曲线。图中，粗线是滤波器100的幅频响应曲线，细线是滤波器200的幅频响应曲线。滤波器100由于设置电感L1和L2之间的互感为-M，如图2B所示，在两个并联支路形成了一个电感值为-M的共同接地电感，该具有负电感值的接地电感所达到的效果与滤波器200中正值共同接地电感的效果相反，即两个传输零点在频率上的位置并不是相互远离，而是相互靠近，从上述对电感L1和电感L2的感值变化分析，以及互感为正值情况的分析可知，只有当电感L1和电感L2之间的互感为负值时才可能传输零点相互靠近的效果，即若需要产生此效果需要电感之间存在负耦合。在滤波器200中，电感L1的电感值为0.45nH，电感L2的电感值为0.5nH，而在滤波器100中，电感L1的电感值为0.35nH，电感L2的电感值为0.8nH，并且在互感值为-5pH时，可以使得1920MHz～1980MHz附近的两个传输零点靠近到恰好位于阻带范围的边缘，从而使得1920MHz～1980MHz内的带外抑制特性更好，达到-66dB，比滤波器200的-56dB提高了约10dB。需要说明的是此电感值的调整是结合负耦合的效果，对电感L1、L2的电感值做了适应性调整的合理变化；如果只是调整了电感L1、L2电感值，而没有负耦合设置，并不能达到滤波器100所能达到的效果。
图11为本发明实施方式中滤波器的中互感值为不同值时幅频响应对比曲线，图中粗实线是电感L1和L2之间互感量为-5pH时幅频响应曲线，该曲线为滤波器100的原始曲线。虚线是电感L1和L2之间互感量为0pH时幅频响应曲线，此时在1920MHz～1980MHz附近的两个零点会因为负耦合的消失，分别向高频和低频两个方向远离。细实线是电感L1和L2之间互感量为5pH时幅频响应曲线，两个传输零点会因为等效电路中的共同接地电感变为正值而进一步远离。由图11可知，负耦合对于传输零点的位置起关键作用，如果负耦合消失甚至变为正耦合，在1920MHz～1980MHz的带外抑制会因为传输零点的远离，从-66dB恶化到-56dB，甚至是-50dB。
图12为本发明实施方式提供的滤波器的封装结构图，包括封装基板300，压电滤波器的芯片(图中未视出)以倒装的方式装配在封装基板300的上方。封装基板300是四层结构，其中，最后一层(图中视角的最下方的一层)主要是底面引脚以及接地平面图形，本图主要展示电感L1和L2的负耦合实现方式及图形关系，因此只显示了封装基板靠近压电滤波器的三层(上三层)，每两层金属之间有介质材料层，共同形成多层层叠结构，相邻层的金属线路通过金属过孔进行电学连接。如图12所示，封装基板300具体结构为包括基板第一层金属301、基板第二层金属302和基板第三层金属303，其中，基板的第三层包括金属地平面306，金属地平面306与其下方的其他接地平面(图中未示出)经过孔连接，以保证基板各金属层的接地效果。在三层金属层中，相邻层之间经过孔308连接，基板表面焊接盘311与压电滤波器芯片的输入焊盘通过焊球相连接，基板表面焊接盘312与压电滤波器芯片的输出焊盘通过焊球相连接，基板表面焊接盘313与压电滤波器芯片的并联谐振器P1和P2的公共连接焊盘通过焊球相连接，基板表面焊接盘314与压电滤波器芯片的并联谐振器P3和P4的公共连接焊盘通过焊球相连接。并联支路中的接地电感L1，图中标记为321，其位于基板的第二层，金属线宽为50um，接地电感L1一端与基板表面焊接盘313通过过孔相连，另一端通过过孔与金属地平面306相连实现接地；并联支路中的接地电感L2，图中标记为322，其位于基板的第二层，金属线宽为50um，接地电感L2的一端与基板表面焊接盘314通过过孔相连，另一端通过过孔与金属地平面306相连实现接地。
图12中，基板中的耦合区330为设置电感L1和L2距离较近的一段区域，在该区域内，电感图形之间的间距为50um，此间距的下限与封装基板的工艺制作能力有关，即在制作工艺能力许可的前提下，可以进一步减少图形间距，以增大电感的耦合量，此间距的上限可以为电感线宽的2倍，如果超出上限间距则会因为间距过大影响负耦合的耦合量，无法达到拉近传输零点的作用。在耦合区330中的电感图形的长度要达到较小一个电感(图12中的电感L1)长度的30％以上，图3所示的实施方式中电感量相对较大，为了减少图形的占用面积，在基板中将电感的图形采用螺旋走线的方式实现，此时需要将电感L1和电感L2的绕向设置为相反，以实现负耦合，图12中以向接地端传输作为正方向，图中电感L1是顺时针绕向，电感L2是逆时针绕向。
图13为本发明实施方式提供的滤波器的另一种封装结构图。封装基板400的基本结构与封装基板300相同，包括基板表面焊接盘411、基板表面焊接盘412、基板表面焊接盘413和基板表面焊接盘414，其中，基板的第三层包括金属地平面406，基板中的耦合区430为设置电感L1和L2距离较近的一段区域，其中，电感L1(图中标记为421)的感值为0.2nH，电感L2(图中标记为422)的感值为0.2nH。
如图14所示，封装基板400与封装基板300的不同点在于，耦合区430中电感L1和L2的感值相对较小，无法采用螺旋走线的方式，因此，封装基板400采用平行走线的方式进行耦合。耦合区430内电感之间的图形间距为50um，此间距的下限与封装基板的工艺制作能力有关，即在制作工艺能力许可的前提下，可以进一步减少图形间距，以增大电感的耦合量，此间距的上限可以为电感线宽的2倍，如果超出上限间距则会因为间距过大影响负耦合的耦合量，无法达到拉近传输零点的作用。在耦合区430中两个电感图形长度可以认为相同，并且要达到较小一个电感(图13中电感L1)长度的30％以上。在耦合区430中，以向接地端传输作为正方向，图中电感L1是右下向左上的流向，电感L2是左上向右下的流向，二者流向相反，从而实现负耦合。
图14为本发明实施方式提供的滤波器的另一种封装结构图。封装基板500的基本结构与封装基板300相同，包括基板表面焊接盘511、基板表面焊接盘512、基板表面焊接盘513和基板表面焊接盘514，其中，基板的第三层包括金属地平面506，基板中的耦合区530为设置电感L1和L2距离较近的一段区域，其中，电感L1(图中标记521)的感值为0.2nH，电感L2(图中标记522)的感值为0.25nH。
如图14所示，封装基板500与封装基板300的不同点在于，耦合区530中电感L1和L2的感值相对较小，同样无法用螺旋走线的方式，因此，封装基板500采用上下交叠走线的方式进行耦合。耦合区530内电感的图形间距为40um，即基板第二层金属与第三层金属之间的介质层厚度，该数值小于线宽的2倍。在耦合区530中的电感图形长度要达到较小一个电感(图14中电感L1)长度的30％以上。在耦合区530中，以向接地端传输作为正方向，图中电感L1是右下向左上的流向，电感L2是左上向右下的流向，二者流向相反，从而实现负耦合。
图15为本发明实施方式提供的滤波器的另一种封装结构图；封装基板500的基本结构与封装基板300相同，包括基板表面焊接盘611、基板表面焊接盘612、基板表面焊接盘613和基板表面焊接盘614，其中，基板的第三层包括金属地平面606，基板中的耦合区630为设置电感L1和L2距离较近的一段区域，其中，电感L1(图中标号621)的感值为0.2nH，电感L2(图中标号622)的感值为0.4nH。
如图15所示，封装基板600与封装基板300的不同点在于，耦合区630中电感L1的感值相对较小，其无法用螺旋走线的方式，因此，封装基板600采用电感L2环绕电感L1的方式进行耦合，图15中，电感L1在耦合区630电流方向为从上到下竖直传输，电感L2环绕电感L1，被环抱的电感L1为较小的电感，另一个螺旋电感环绕形成的圆弧至少要达到180度，同时，两个电感的间距为50um，L2电感线宽为50um，间距小于电感线宽的2倍，以实现必要的负耦合量。
图16为本发明实施方式提供的一种多工器的电路图，如图16所示，该多工器900为具有四颗滤波器的四工器，其中，Band 1接收(Rx)滤波器911的通带频率范围为2110MHz～2170MHz，Band 1发送(Tx)滤波器912的通带频率范围为1920MHz～1980MHz，Band 3接收(Rx)滤波器913的通带频率范围为1805MHz～1880MHz，Band 3发送(Tx)滤波器914的通带频率范围为1710MHz～1785MHz。该多工器900还包括连接在Band 1接收(Rx)滤波器911和Band1接收(Rx)端口之间的匹配网络915，连接在Band 1发送(Tx)滤波器912和Band 1发送(Tx)端口之间的匹配网络916，连接在Band 3接收(Rx)滤波器913和Band 3接收(Rx)之间的匹配网络917，连接在Band 3接收(Rx)滤波器914和Band 3发送(Tx)端口之间的匹配网络918，位于天线端附近并联接地的匹配电感930，位于天线端附近与各滤波器相连接的移相匹配网络942，各滤波器汇接端到天线端之间的寄生电感932，其中，在多工器900中，Band 1接收(Rx)滤波器911采用上述实施方式提供的滤波器。
图17为图16所示多工器的封装结构的俯视图，包括封装基板905，封装基板中的过孔907和封装基板背面的焊盘图形906。由于Band 1接收(Rx)滤波器911采用本发明实施方式提供的滤波器，其带外抑制可以由于负耦合拉近传输零点，得到较好的带外抑制，从而在多工器中，相应位置的抑制以及隔离度都可以得到提升。
本发明实施方式还提供一种通信设备，该通信设备包括采用本发明实施方式提供的滤波器，由于滤波器具有较好的带外抑制，因此，使通信设备相应位置的带外抑制以及隔离度都可以得到提升。
上述具体实施方式，并不构成对本发明保护范围的限制。本领域技术人员应该明白的是，取决于设计要求和其他因素，可以发生各种各样的修改、组合、子组合和替代。任何在本发明的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明保护范围之内。