阅读说明：本技术 半导体器件和电子控制装置 (Semiconductor device and electronic control device ) 是由 相马治 于 2019-07-11 设计创作，主要内容包括：本公开涉及半导体器件和电子控制装置。提供了一种能够切断从负载到电源的反向电流的半导体器件和电子控制装置。功率晶体管QN1被提供在正电源端子Pi2(+)与负载驱动端子Po2(+)之间,并且具有耦合到正电源端子Pi2(+)的源极和背栅。功率晶体管QN2与功率晶体管QN1被串联提供,并且功率晶体管QN2的源极和背栅耦合到负载驱动端子Po2(+)。升压器CP1a对功率晶体管QN1的栅极充电。当负电源端子Pi2(-)的电位高于正电源端子Pi2(+)的电位时,栅极放电电路DCG1a将功率晶体管QN1的栅极电荷放电到源极。(A power transistor QN1 is provided between a positive power terminal Pi2(+) and a load driving terminal Po2(+) and has a source and a back gate coupled to the positive power terminal Pi2 (+). A power transistor QN2 is provided in series with a power transistor QN1, and the source and the back gate of the power transistor QN2 are coupled to a load driving terminal Po2 (+). A booster CP1a charges a gate of the power transistor QN 1. when a potential of the negative power terminal Pi2(-) is higher than a potential of the positive power terminal Pi2(+), a gate discharge circuit DCG1a discharges a gate charge of the power transistor QN1 to the source.)

半导体器件和电子控制装置

相关申请的交叉引用

于2018年7月20日提交的日本专利申请No.2018-136573的公开内容(包括说明书、附图和摘要)通过引用整体并入本文。

技术领域

本公开涉及半导体器件和电子控制装置，例如，涉及用于切断从负载到电源的反向电流的技术。

背景技术

在日本未审专利申请公开No.2007-82374(下文中的“专利文献1”)中，公开了一种电源反向连接保护电路，其在从电池的正极端子到电源目标的电源路径上的正极端子侧依次包括n沟道FET[1]和n沟道FET[2]。FET[1]和FET[2]的漏极共同连接，并且FET[1]和FET[2]的栅极电压由电荷泵电路生成，从漏极侧向电荷泵电路提供工作电源。

在日本未审专利申请公开No.2003-37933(下文中的“专利文献2”)中，公开了一种保护装置，其包括p沟道FET，该p沟道FET的漏极在从正电极侧的电源端子到电子设备的电源输入端子的电源路径上的电源端子侧。p沟道FET的栅极经由电阻器连接到负电极侧的电源端子，并且还经由电容器连接到源极。

发明内容

例如，在用于车辆的电子控制装置(电子控制单元)等中，可以提供由两个串联晶体管组成的继电器以控制电源与负载之间的激励。需要两个串联晶体管中的一个来断开从负载到电源的反向导通。另一方面，希望两个串联晶体管是如专利文献1所示的n沟道型晶体管，以减小继电器的尺寸和损耗。然而，在如专利文献1所示的配置中，担心不能切断相反方向的激励。

考虑到上述情况做出了下面描述的实施例，并且从本说明书的描述和附图中，其他问题和新颖特征将很清楚。

根据一个实施例的一种半导体器件包括耦合到电源的正电源端子和负电源端子、以及耦合到负载以响应于控制输入而控制电源与负载之间的激励的负载驱动端子。该半导体器件包括n沟道第一功率晶体管和第二功率晶体管、第一升压电路和第一栅极放电电路。第一功率晶体管被提供在正电源端子与负载驱动端子之间，并且具有耦合到正电源端子侧的源极和背栅以及耦合到负载驱动端子侧的漏极。第二功率晶体管与第一功率晶体管被串联提供在正电源端子与负载驱动端子之间，并且源极和背栅耦合到负载驱动端子侧，并且漏极耦合到正电源端子侧。第一升压电路对第一功率晶体管的栅极充电。当负电源端子的电位高于正电源端子的电位时，第一栅极放电电路将第一功率晶体管的栅极电荷放电到源极。

根据上述实施例，可以切断从负载到电源的反向电流供应。

附图说明

图1是示出应用了根据本发明的第一实施例的电子控制装置的车辆的配置示例的示意图；

图2是示出电子控制装置的主要部分的示例性配置的示意图；

图3是示出根据第一实施例的半导体器件(继电器装置)的示意性配置示例的框图；

图4是示出图3中的半导体器件(继电器装置)中的主要部分的详细配置示例的电路图；

图5是示出图4中的加压电路中的每个晶体管的配置示例的横截面图；

图6是示出图3中的半导体器件(继电器装置)的概要的示意图；

图7是示出根据第二实施例的半导体器件(继电器装置)的示意性配置示例的框图；

图8是示出图7中的半导体器件(继电器装置)中的负电位检测电路的示意性结构的电路图；

图9是示出图7中的半导体器件(继电器装置)中的主要部分的详细配置示例的电路图；

图10是示出当图9中的电路形成在布线衬底上时的配置示例的电路图；

图11是比较图7中的继电器装置与根据图10的继电器装置的示意图；

图12是示出根据第三实施例的半导体器件(继电器装置)中的先决条件问题的示例的波形图；

图13是示出根据第三实施例的半导体器件(继电器装置)的示意性配置示例的框图；

图14是示出图13中的半导体器件(继电器装置)中的主要部分的详细配置示例的电路图；

图15是示出图13中的延迟电路的详细配置示例的电路图；

图16是示出图14中的电路的操作的示例的波形图；以及

图17是示出作为本发明的第一比较示例的继电器装置的不同配置的示意图((a)、(b)和(c))。

具体实施方式

在以下实施例中，当为了方便起见时，将通过划分为多个部分或实施例来进行描述，但是除非特别说明，否则这些部分和实施例不是彼此独立的，并且一个部分和实施例与另一部分和实施例的部分或全部的经修改的示例、细节、补充说明等有关。在以下实施例中，元件的数目等(包括元件的数目、数值、数量、范围等)不限于特定数目，而是可以大于或小于特定数目，除了具体说明数目或原则上明确限于具体数目的情况。

此外，在以下实施例中，不用说，组成元素(包括元素步骤等)不一定是必要的，除非在它们被特别指定的情况下和在它们被认为在原则上显然是必要的情况下。类似地，在以下实施例中，当涉及组件等的形状、位置关系等时，假定形状等基本上接近或类似于形状等，除了具体说明它们的情况和原则上认为它们是明显的情况等。这同样适用于上述数值和范围。

另外，尽管在实施例中使用MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管(称为MOS晶体管)作为MISFET(金属绝缘体半导体场效应晶体管)的示例，但是不排除非氧化物膜作为栅极绝缘膜。在该实施例中，p沟道MOSFET被称为pMOS晶体管，并且n沟道MOSFET被称为nMOS晶体管。

在用于解释实施例的所有附图中，相同的构件原则上由相同的附图标记表示，并且省略其重复描述。

第一实施例

图1是示出应用了根据本第一实施例的电子控制装置的车辆的示例性配置的示意图。图1所示的车辆(例如，机动车辆)VCL包括电池BAT、保险丝盒FSU、电子控制装置(特别是继电器盒)ECU、本体控制模块BCM、以及多个负载LD[1]、......、LD[k]、......、LD[n]。保险丝盒FSU用于将电池BAT的电力传输到电子控制装置ECU并保护它们免受高电流的影响。

负载LD[1]至LD[n]是用于汽车的各种电气部件，并且对应于例如DC电机、灯、加热器、各种电感负载、各种电容器负载等。本体控制模块BCM控制各种负载，这里是LD[k]、......、LD[n]。电子控制装置(继电器盒)ECU包括多个继电器(开关)，并且通过继电器将通过保险丝盒FSU传输的电池BAT的电力提供给各种负载(这里是LD[1]、......)和本体控制模块BCM。也就是说，电子控制装置ECU控制电池BAT与负载之间的激励。

这里，期望电子控制装置ECU相对于将电池BAT的电力供应到各种负载而具有低损耗。另外，希望电子控制装置ECU是紧凑的。由于通过小型化减轻了对继电器盒的安装位置的限制，例如，可以提高线束的布线路线的效率。布线路线的效率有助于减轻车辆的重量、成本、损耗等。

图2是示出图1中的电子控制装置的主要部分的示例性配置的示意图。图2所示的电子控制装置ECU包括安装在印刷电路板上的微控制器MCU、继电器装置RLY、电源调节器VREG和外部电阻器Re。电子控制装置ECU经由正电极侧的电池端子Pi1(+)从电池BAT供给高电位侧的电池电源(也称为电池电源电位)VB。电子控制装置ECU经由负极侧电池端子Pi1(-)从电池BAT供给低电位侧电池电源(也称为接地电源电位)GND。当接地电源电位GND为0V时，电池电源电位VB通常为12V等。

功率调节器VREG从电池电源VB为微控制器MCU生成电源(例如，5V)。众所周知，微控制器MCU包括用于存储各种程序和数据的存储器、用于执行存储在存储器中的程序的处理器、各种模拟***电路和各种数字***电路。装置RLY响应于来自MCU的控制输入信号IN而控制电池BAT与负载LD之间的激励。具体地，继电器装置RLY控制从电池BAT到负载LD的激励在控制输入信号IN被有效(asserted)时导通，并且在控制输入信号IN被无效(negated)时断开。

另外，继电器装置RLY包括用于执行自诊断的诊断电路。继电器装置RLY将作为诊断电路的诊断结果的结果通知信号PF输出到微控制器MCU。在该实施例中，当诊断结果异常时，继电器装置RLY通过经由外部电阻器Re将结果通知信号PF的电位电平控制到预定电平来向微控制器MCU通知异常。微控制器MCU通过由模数转换电路将结果通知信号PF的电位电平转换为数字信号来识别异常。

负载LD耦合到电子控制装置ECU的正负载驱动端子Po1(+)和负负载驱动端子Po1(-)。来自继电器装置RLY的输出电位VO被施加到负载驱动端子Po1(+)，并且接地电源电位GND被施加到负载驱动端子Po1(-)以及电池端子Pi1(-)。电子控制装置ECU实际上不限于一个继电器装置RLY，而是包括多个继电器装置RLY。

图17(a)、17(b)和17(c)是示出作为第一比较示例的继电器装置的不同配置示例的示意图。在图2中，例如，在负载LD是DC电机等的情况下，如果电池BAT被错误地反向连接，则由于激励的反向而发生反向旋转(即，故障)。因此，需要继电器装置RLY切断这种反向激励。

图17(a)所示的继电器装置RLY'a包括用于激励负载LD的机械开关(机械继电器)MSW。由于机械开关MSW在OFF时机械地断开，所以当电池BAT反向连接时，可以切断反向的电流供应。然而，当使用机械开关MSW时，难以使机械开关MSW小型化，从而继电器装置RLY'a的安装位置可能受到限制。另外，由于机械开关MSW具有接触寿命，因此由于需要维护，继电器装置RLY'a的安装位置可能受到限制。

图17(b)所示的继电器装置RLY'b包括串联耦合的二极管Dr和n沟道型功率晶体管(例如，MOSFET)QN2，并且串联电路激励负载LD。功率晶体管QN2的背栅和源极耦合到负载LD，并且功率晶体管QN2的导通/截止由接收控制输入信号IN的驱动器DV控制。功率晶体管QN2包括在源极(背栅)与漏极之间的寄生二极管Dn2，寄生二极管QN2具有的阴极在漏极侧(阳极在源极侧)。因此，例如，当电池BAT反向连接时，即使电池BAT处于截止状态，功率晶体管QN2也通过寄生二极管Dn2反向激励。

因此，提供了以功率晶体管QN2作为阴极的二极管Dr。当电池BAT反向连接时，二极管Dr可以切断反向电流，除非它击穿。如上所述，通过使用半导体元件Dr和半导体元件QN2，与使用机械开关MSW的情况相比，可以减小继电器装置RLY'b的尺寸。然而，当使用二极管Dr时，当提供正向电流(即，从电池BAT到负载LD的电流)时，发生伴随正向电压的损耗，因此从减少损耗的观点来看仍然存在问题。

在图17(c)所示的继电器装置RLY'c中，提供p沟道型功率晶体管(例如，MOSFET)QP1代替图17(c)所示的二极管Dr。功率晶体管QP1具有寄生二极管Dp1，寄生二极管Dp1的源极耦合到功率晶体管QN2侧并且寄生二极管Dp1的阴极是功率晶体管QN2侧。当功率晶体管QP1的栅极耦合到负电池端子Pi1(-)并且电池BAT依次连接时，功率晶体管QP1导通。另一方面，当电池BAT反向连接时，功率晶体管QP1截止，功率晶体管BAT的寄生二极管Dp1也反向偏置，从而切断反向电流源。

如上所述，通过使用p沟道型功率晶体管QP1代替二极管Dr，可以解决如图17(b)所述的正向电压的问题。然而，当使用p沟道类型时，与使用n沟道类型的情况相比，同一区域中的导通电阻增加。结果，与使用n沟道类型的情况相比，在小型化或低损耗方面是不利的。当使用p沟道类型时，由于功率晶体管QP1的栅极源极电压由电池电源电位VB确定，所以当电池电源电位VB为低时，功率晶体管QP1的导通电阻可能增加。

图3是示出根据第一实施例的半导体器件(继电器装置)的示意性配置的框图。图3所示的半导体器件(继电器装置)RLYa是由一个半导体封装件构成的智能功率器件(IPD)，并且应用于图2所示的继电器装置RLY。继电器装置RLYa包括耦合到电源的正电源端子Pi2(+)和负电源端子Pi2(-)、耦合到负载LD的正负载驱动端子Po2(+)、以及被输入了控制输入信号IN的控制输入端子Pi3。负载LD的另一端耦合到负负载驱动端子Po2(-)。

正电源端子Pi2(+)耦合到电源(电源电位)[1a]VD1a，并且负电源端子Pi2(-)耦合到电源(电源电位)[3]VD3。负侧负载驱动端子Po2(-)耦合到电源(电源电位)[2]VD2。如图2所示，当电池BAT耦合到正电源端子Pi2(+)和负电源端子Pi2(-)时，电源电位[1a]VD1a变为电池电源电位VB，并且电源电位[3]VD3变为接地电源电位GND。电源电位[2]VD2也是接地电源电位GND。电源[3]VD3用作用于控制的接地电源，并且电源[2]VD2用作用于供电的接地电源。

继电器装置RLYa包括输入缓冲器IBF、电平移位器LS、控制电路CTLa、升压电路CP1a和CP2、防回流电路RCF、栅极放电电路DCG1a和DCG2、以及功率晶体管QN1和QN2。当防回流电路RCF为“VD1a>VD3”(即，电池BAT正向连接)时，电路RCF导通电源[1a]VD1a和电源[1b]VD1b，而当电路RCF为“VD1a<VD3”(即，电池BAT反向连接)时，防回流电路RCF切断电源[1a]VD1a和电源[1b]VD1b。电源(电源电位)[1b]VD1b是高电位内部电源(内部电源电位)。

功率晶体管QN1和QN2例如是n沟道MOSFET。功率晶体管QN1被提供在正电源端子Pi2(+)与正负载驱动端子Po2(+)之间，并且其源极和背栅耦合到正电源端子Pi2(+)侧并且其漏极耦合到负载驱动端子Po2(+)侧。功率晶体管QN2与功率晶体管QN1串联地被提供在在正电源端子Pi2(+)与正负载驱动端子Po2(+)之间，并且具有耦合到负载驱动端子Po2(+)侧的源极和背栅(+)，以及耦合到正电源端子Pi2(+)侧的漏极。与功率晶体管QN1、QN2的导通/截止状态相对应的输出电位VO被施加到正负载驱动端子Po2(+)。

输入缓冲器IBF从控制输入端子Pi3接收控制输入信号IN，并且经由电平移位器LS将控制输入信号IN输出到控制电路CTLa。电平移位器LS将在接地电源电位GND设置为“L”电平时以预定幅度变化的控制输入信号IN转换成在电源电位[1b]VD1b设置为“H”电平时以预定幅度变化的信号。控制电路CTLa以电源(电源电位)[4]VD4为基准进行操作，并且控制电路利用电源[1b]VD1b进行操作。电源[4]VD4是内部接地电源IGND，并且例如通过将电源[1b]VD1b降低预定电位来生成。例如，当电源电位[1b]VD1b为12V时，电源电位[4]VD4为6V等。电源[4]VD4是可变电源，并且在待机期间与电源[1b]VD1b短接以节省电力。

响应于控制输入信号IN，控制电路CTLa将使能信号S_EN1输出到升压电路CP1a并且将使能信号S_EN2输出到升压电路CP2。具体地，例如，当使控制输入信号IN有效时，控制电路CTLa使使能信号S_EN1和S_EN2两者有效，而当控制输入信号IN被无效时，控制电路CTLa无效使能信号S_EN1和S_EN2两者。

升压电路CP1a和CP2以电源(电源电位)[5]VD5为基准并且利用电源[1b]VD1b进行操作。电源[5]VD5是内部接地电源IGND，并且其生成和控制方式与电源[4]VD4相同。升压电路CP1a响应于使能信号S_EN1的有效而生成升压电位(具体地，高于电源电位[1a]VD1a的电源电位)以导通功率晶体管QN1，并且以升压电位对功率晶体管QN1的栅极充电。类似地，升压电路CP2响应于使能信号S_EN2的有效而生成升压电位以导通功率晶体管QN2，并且利用升压电位对功率晶体管QN2的栅极充电。

当负电源端子Pi2(-)的电位高于正电源端子Pi2(+)的电位时(即，当电池BAT反向连接时)，栅极放电电路DCG1a将功率晶体管QN1的栅极电荷放电到源极)。另一方面，与栅极放电电路DCG1a不同，栅极放电电路DCG2响应于使能信号S_EN2的无效而将功率晶体管QN2的栅极电荷放电到源极。

图4是示出图3的半导体器件(继电器装置)中的主要部分的详细配置示例的电路图，示出了继电器装置的主要部分(第一实施例)。图5是示出图4的升压器中的晶体管的结构的示例的横截面图。图4示出了围绕图3中的防回流电路RCF、升压电路CP1a和栅极放电电路DCG1a的详细配置。防回流电路RCF包括并联耦合在电源[1a]VD1a与电源[1b]VD1b之间的防回流二极管Dc和pMOS晶体管MP1。

这里，当电池BAT反向连接时，电流可以经由正向偏置的ESD保护二极管De1从电源[3]VD3向后流到电源[1b]VD1b，并且电流可以从电源[1b]VD1b向后流到电源[1a]VD1a。因此，防回流二极管Dc防止电流从电源[1b]VD1b回流到电源[1a]VD1a。然而，在防回流二极管Dc中，当电池BAT正向连接时，发生正向电压降。因此，pMOS晶体管MP1的栅极耦合到电源[3]VD3，使得它们在电池BAT依次连接时导通，并且电源电位[1b]VD1b和电源电位[1a]VD1a被控制为具有相同的电位。当电池BAT反向连接时，pMOS晶体管MP1截止，并且电池BAT的寄生二极管Dp3也反向偏置。

例如，在如图1所示的12V系统的车载系统中，由于反向电压的额定值通常为-16V，所以反向电流防止二极管Dc的击穿电压可以是16V或更高，并且被设计为例如20V等。如果仅考虑反向电压，则pMOS晶体管MP1的击穿电压可以大于或等于二极管Dc的击穿电压以防止回流，但是考虑到在正向连接电池BAT时的转储电涌等，期望二极管Dc被设计为大于或等于50V。

升压电路(电荷泵电路)CP1a包括串联耦合在电源[1b]VD1b与负载驱动端子Po2(+)之间的pMOS晶体管MP2和电阻器R2、以及用作升压电路的本体的nMOS晶体管MN1至MN3和电容器C1至C3。来自振荡电路(未示出)的时钟信号CK(反相时钟信号CKB)被施加到每个电容器C1至C3的一端。栅极放电电路DCG1a包括用于将功率晶体管QN1的栅极电荷放电到源极的电阻器R1、以及用于保护功率晶体管QN1的栅极的保护二极管D2。

在这样的配置中，首先，假定电池BAT正向连接并且使控制输入信号IN有效。在这种情况下，响应于控制输入信号IN的有效，使能信号S_EN1也被有效。pMOS晶体管MP2响应于使能信号S_EN1的有效电平而导通，并且将电源电位[1b]VD1b提供给nMOS晶体管MN1至MN3的背栅。

nMOS晶体管MN1至MN3中的每个形成在n型半导体衬底SUB上，如图5所示。在半导体衬底SUB的主表面上形成有p型阱PW。在p型阱PW中，形成有用作源极(S)和漏极(D)的n型源极扩散层DFs和漏极扩散层DFd、以及用作背栅(BG)的p型馈电扩散层DFb。用作栅极(G)的栅电极GE设置在源极扩散层DFs和漏极扩散层DFd上方，其中栅极绝缘膜介于其间。

在这样的配置中，存在npn型寄生双极晶体管BT，npn型寄生双极晶体管BT以源极扩散层DFs和漏极扩散层DFd作为发射极，以p型阱PW作为基极，并且以半导体衬底SUB作为集电极。在特定位置(未示出)向半导体衬底SUB提供电源电位[1b]VD1b。如上所述，当电源电位[1b]VD1b经由pMOS晶体管MP2提供给背栅BG时，寄生双极晶体管BT导通。

当寄生双极晶体管BT导通时，寄生双极晶体管BT通过引起充电电流流过源极扩散层DFs和漏极扩散层DFd来对图4的电容器C1至C3执行充电操作，并且另外，对功率晶体管QN1的栅极执行初始充电。在这种情况下，图4的升压器CP1a将时钟信号CK(反相时钟信号CKB)施加到每个电容器C1至C3的一端以顺序地泵浦电容器C1到电容器C3，从而生成预定的升压电位。

另一方面，与通过升压电路CP1a的电荷泵浦操作使栅极充电电流流到功率晶体管QN1的栅极并行，栅极放电电路DCG1a中的电阻器R1使栅极放电电流流动。这里，电阻器R1被设置为高电阻值，使得上述栅极放电电流足够小于栅极充电电流。结果，升压电位施加到功率晶体管QN1的栅极，并且功率晶体管QN1导通。

接下来，假定当电池BAT正向连接时控制输入信号IN被无效。在这种情况下，响应于控制输入信号IN的无效，使能信号S_EN1也被无效。响应于使能信号S_EN1的负栅极电平，pMOS晶体管MP2截止。结果，升压电路CP1a中的nMOS晶体管MN1至MN3的背栅电位经由电阻器R2被控制为与输出电位VO相同的电位。

结果，nMOS晶体管MN1至MN3的寄生双极晶体管BT截止，并且时钟信号CK的施加随着控制信号IN的无效而停止。结果，升压电路CP1a被去激活。结果，功率晶体管QN1的栅极的电荷通过栅极放电电路DCG1a中的电阻器R1放电到源极，并且栅极电位随时间接近电源电位[1a]VD1a。在该放电期间，功率晶体管QN1导通。但是，由于即使功率晶体管QN1导通，图3的栅极放电电路DCG2也响应于使能信号S_EN2的无效而快速地将功率晶体管QN2控制为截止，所以从电源电路[1a]VD1a到负载LD的正向电流供应切断。

接下来，假定电池BAT反向连接。在这种情况下，电源电位[3]VD3是电池电源电位VB，电源电位[1a]VD1a是接地电源电位GND，并且电源电位[1b]VD1b是“VB-VF”(VF是ESD保护二极管De1的正向电压)。控制电路CTLa不以该电位关系进行操作，并且控制电路输出电池电源电位VB作为使能信号S_EN1。结果，pMOS晶体管MP2截止，并且nMOS晶体管MN1～MN3的背栅电位变为与负载驱动端子Po2(+)相同的电位(例如，大约是电池电源电位VB)。

另一方面，当电池BAT反向连接时，功率晶体管QN1被栅极放电电路DCG1a中的电阻器R1截止。在升压器CP1a中，尽管由于反向连接不生成时钟信号而不执行泵浦操作，但寄生双极晶体管BT响应于来自负载驱动端子Po2(+)的电位(例如，电池电源电位VB)而导通，并且对电容器C1至C3执行充电操作。然而，此时的充电电流(换言之，功率晶体管QN1的栅极充电电流)可以通过电阻器R2来调节。

因此，如果电阻器R2的电阻设计得很高，使得电阻器R1的栅极放电电流足够大于由电阻器R2和寄生双极晶体管BT的hfe确定的栅极充电电流，则功率晶体管QN1保持截止状态。例如，对于hfe＝100，电阻器R2的电阻值可以设计为电阻器R1的电阻值的1000倍等。作为另一种方法，用于防止从负载驱动端子Po2(+)到升压电路CP1a的反向电流的二极管可以单独地与电阻器R2串联地被提供。

图6是示出图3的半导体器件(继电器装置)的外部配置的示意图。如图6所示，图3的半导体器件(继电器装置)RLYa由一个半导体芯片或一个半导体封装件组成。另一方面，例如，作为专利文献1所示的第二比较示例的继电器装置RLY'd具有其中多个组件(两个功率晶体管组件(QN1、QN2)和两个升压电路组件(CP'1、CP'2))安装在布线板BD1上的配置。

如上所述，当使用图3的半导体器件(继电器装置)RLYa时，与第二比较示例的继电器装置RLY'd相比，可以减小器件的尺寸。结果，放松了对用于安装继电器装置的位置的限制，并且可以简化如图1所示的车辆中的线束的布线路线。线束的这种简化有助于减轻车辆的重量、成本、功耗等。

在第一实施例中，当控制输入信号IN在电池BAT的正向连接时被有效时，升压电路CP1a在充电操作和泵浦操作中都是有效的，并且功率晶体管QN1通过“升压电路CP1a的栅极充电电流”>“栅极放电电路DCG1a的栅极放电电流”被导通。当电池BAT正向连接并且控制输入信号IN为负输入信号时，升压电路CP1a无效，并且由于栅极放电电路DCG1a的栅极放电电流，在经过预定时间段之后，功率晶体管QN1截止。另一方面，当电池BAT反向连接时，升压电路CP1a以弱电荷操作被激活，并且功率晶体管QN1通过“升压电路CP1a的栅极充电电流”<“栅极放电电路DCG1a的栅极放电电流”被截止。

通过以这种方式在功率晶体管QN1的栅极和源极之间提供栅极放电电路DCG1a，可以切断从负载LD到电源的反向电流供应。此外，通过假定使用n沟道型两级配置的功率晶体管QN1和QN2，可以实现继电器装置RLYa的低损耗或小型化。此外，通过用一个半导体封装件(IPD)实现继电器装置RLYa，可以实现器件的进一步小型化。这里，尽管电阻器R1被提供在栅极放电电路DCG1a中，但是可以提供nMOS晶体管来代替电阻器R1。然后，nMOS晶体管的栅极耦合到电源[3]VD3。

第二实施例

如图1和2所示的用于汽车的继电器装置RLY(例如，图3中的[1a]VD1a所示的电源)通常耦合到电池电源VB。在这种情况下，可以将各种外部电涌施加到电源[1a]VD1a。这里，当发生由交流发电机引起的由转储电涌代表的正极性电涌时，难以将过大的功率施加到图3所示的功率晶体管QN1。这是因为，即使功率晶体管QN1截止，寄生二极管Dn1也被激励。另一方面，当由于场线圈或感应负载引起的负极性电涌发生时，功率晶体管QN1可能由于在场线圈或感应负载断开时的击穿而消耗过多的功率，从而导致击穿。

图7是示出根据第二实施例的半导体器件(继电器装置)的示意性配置的框图。图7所示的半导体器件(继电器装置)RLYb与图3所示的配置的不同之处在于以下五点。作为第一差异，提供有功率晶体管QN1(L)，而不是图3所示的功率晶体管QN1。功率晶体管QN1(L)的耐压低于功率晶体管QN1和功率晶体管QN2。作为具体示例，功率晶体管QN2(和功率晶体管QN1)的耐压为40V等，而功率晶体管QN1(L)的耐压为20V等。

作为第二差异，栅极放电电路DCG1b包括短路晶体管MN16，而不是图4中的电阻器R1，如图9中详细所示。作为第三差异，升压电路CP1b由图4所示的升压电路本体(MN1至MN3、C1至C3)构成。作为第四差异，提供有负电位检测电路VNDET，而非图3所示的防回流电路RCF。负电位检测电路VNDET通过负电位检测信号[1]S_DET 1控制栅极放电电路DCG1b中的短路晶体管，并且通过负电位检测信号[1]S_DET 2控制升压电路CP1b。因此，作为第五差异，控制电路CTLb不输出图3所示的使能信号S_EN1。

在如图1和2所示的12V系统的车载系统中，通常，考虑到跳跃开始时的错误连接等，正极性的DC额定值需要为28V。另一方面，负极性的DC额定值(其不被假定是诸如跳跃开始等情况)通常是-16V。聚焦于正极性和负极性之间的这种额定电位差，功率晶体管QN1(L)可以用低耐压配置来实现。作为具体结构示例，例如，可以引用日本未审查专利申请公开No.2016-207716等。通过使用这样的配置，与图3的配置相比，可以减小功率晶体管QN1(L)的导通电阻，并且可以进一步减小器件的损耗或小型化。

然而，当诸如-60V至-120V等负电涌被施加到电源[1a]VD1a时，由功率晶体管QN1(L)的击穿引起的损耗增加了与低耐压相对应的量。因此，例如，当使用专利文献2中公开的方法时，可以在施加负电涌时将功率晶体管控制为导通，从而可以减少这种损耗并且可以保护功率晶体管。然而，在专利文献2的方法中，由于根据例如负电涌的持续时间需要大电容器，因此可能难以在一个半导体芯片或一个半导体封装件中构造继电器装置。因此，在图7中，提供有负电位检测电路VNDET等。

图8是示出图7的半导体器件(继电器装置)中的负电位检测电路的示意性配置示例的电路图，其中详细说明了继电器装置的主要部分(第二实施例)。图9是示出图7的半导体器件(继电器装置)的主要部分的详细配置的电路图。例如，在图7中，当电池BAT反向连接并且当负电涌被施加到电源[1a]VD1a时，负电位参考电源[3]VD3被施加到电源[1a]VD1a。然而，期望功率晶体管QN1(L)在电池BAT反向连接时截止，并且在负电涌被施加到电池BAT时导通。因此，提供有负电位检测电路VNDET以区分电池BAT的反向连接和负电涌的施加，并且根据区分电池BAT的反向连接和负电涌的施加的结果来导通/截止功率晶体管QN1(L)。

除了图4所示的反向电流防止电路RCF中的pMOS晶体管MP1和反向电流防止二极管Dc之外，图8所示的负电位检测电路VNDET还包括电阻器R11和负电位鉴别电路JDG。电阻器R11和防回流二极管(齐纳二极管)Dc串联被提供在电源[1a]VD1a(换言之，正电源端子Pi2(+))与电源[1b]VD1b之间。这里，当电池BAT反向连接或者当负电涌被施加到电池BAT时，电源[1b]VD1b经由正向偏置的ESD保护二极管De1耦合到电源[3]VD3(换言之，负电源端子Pi2(-))。因此，电阻器R11和防回流二极管Dc基本上串联地设置在正电源端子Pi2(+)与负电源端子Pi2(-)之间。

反向电流防止二极管Dc的击穿电压为16V或更高，并且被设置为例如20V等。当电池BAT反向连接时(例如，当-12V等被施加到电源[1a]VD1a时)，防回流二极管Dc不会损坏，因此在电阻器R11的两端之间不会发生预定电位差。另一方面，当超过防回流二极管Dc的击穿电压的负电涌(例如，-20V的负侧的负电涌)被施加到电源[1a]VD1a时，防回流二极管Dc击穿，从而在电阻器R11的两端之间生成预定电位差。负电位确定电路JDG基于电阻器R11中是否存在预定电位差(即，是否存在反向电流防止二极管Dc的击穿)来确定电池BAT是否反向连接或者何时施加负电涌。

如将参考图9详细描述的，当电池BAT反向连接时，负电位确定电路JDG经由负电位检测信号[1]S_DET1将栅极放电电路DCG1b控制为导通，并且经由负电位检测信号[2]S_DET2使升压电路CP1b去激活。结果，功率晶体管QN1(L)截止以切断反向导通。另一方面，当施加负电涌时，负电位确定电路JDG经由负电位检测信号[1]S_DET1将栅极放电电路DCG1b控制为断开，并且经由负电位检测信号[2]S_DET2引起升压电路CP1b输出比电源电位[1a]VD1a更加正的预定电位。结果，功率晶体管QN1(L)导通，并且可以减少由于负电涌引起的功率损耗。

另一方面，当电池BAT依次连接时，电源[1a]VD1a和电源[1b]VD1b经由pMOS晶体管MP1具有基本上相同的电位。在这种情况下，负电位确定电路JDG经由负电位检测信号[1]S_DET1将栅极放电电路DCG1b控制为断开，并且经由负电位检测信号[2]S_DET2激活升压电路CP1b，从而将功率晶体管QN1(L)控制为导通。

如上所述，负电位检测电路VNDET确定施加到电源[1a]VD1a(正电源端子Pi2(+)]的负电位相对于作为基准的电源[3]VD3(负电源端子Pi2(-))位于正侧还是负侧，是否高于预定负阈值电位(即，基于反向电流防止二极管Dc的击穿电压的-20V等)。然后，负电位检测电路VNDET控制栅极放电电路DCG1b在正侧(例如，与电池BAT的反向连接相关联的-12V等)的情况下导通，并且控制栅极放电电路DCG1b在负侧(例如，与负电涌相关联的-100V等)的情况下断开。

图9示出了图7和8所示的负电位检测电路VNDET周围、升压电路CP1b周围、以及栅极放电电路DCG1b周围的配置的示例。栅极放电电路DCG1b包括并联耦合在电源[1a]VD1a与功率晶体管QN1(L)的栅极之间的保护二极管D2和nMOS晶体管(短路晶体管)MN16。升压器CP1b包括与图4中相同的nMOS晶体管MN1至MN3和电容器C1至C3。

负电位检测电路VNDETa(VNDET)包括负电位确定电路JDGa。负电位鉴别电路JDGa包括nMOS晶体管MN11至MN15、电阻器R12至R15、pMOS晶体管MP11、二极管D11和电容器C11。来自负电位确定电路JDGa的负电位检测信号[1]S_DET1被施加到栅极放电电路DCG1b中的nMOS晶体管(短路晶体管)MN16的栅极。

来自负电位确定电路JDGa的负电位检测信号[2]S_DET2被施加到升压电路CP1b中的nMOS晶体管MN1至MN3的背栅。二极管(齐纳二极管)D11耦合在电源[1a]VD1a(换言之，正电源端子Pi2(+))与nMOS晶体管MN1至MN3的背栅之间作为阳极侧的电源[1a]VD1a(背栅侧的阴极)。

在图9中，电源[3]VD3耦合到电池BAT的接地电源电位GND，特别地经由诸如100Ω的外部电阻器耦合到接地电源电位GND。负电位检测电路VNDETa中的防回流二极管Dc的击穿电压例如是20V等，其与功率晶体管QN1(L)的击穿电压大致相同。如上所述，从保护功率晶体管QN1(L)的观点来看，防回流二极管Dc的击穿电压理想地设置为等于或低于功率晶体管QN1(L)的击穿电压(但是，高于电池电源电位VB)。

在这种配置中，首先，假定电池BAT依次连接。在这种情况下，由于电源[1b]VD1b通过pMOS晶体管MP1变为与电源[1a]VD1a基本上相同的电位，所以负电位鉴别电路JDGa不执行鉴别操作。负电位确定电路JDGa通过经由电阻器R12将负电位检测信号[1]S_DET1控制为基本上为电源电位[1a]VD1a来将栅极放电电路DCG1b中的nMOS晶体管MN16控制为截止。负电位确定电路JDGa经由二极管D11将电源电位[1a]VD1a提供给升压电路CP1b中的nMOS晶体管MN1至MN3的背栅。结果，升压器CP1b基于时钟信号(未示出)执行充电操作和泵浦操作以将功率晶体管QN1(L)的栅极电位升高到功率晶体管QN1(L)可以在足够线性的范围内工作的电位。

接下来，假定电池BAT反向连接。在这种情况下，由于防回流二极管Dc没有击穿，所以在电阻器R11的两端之间不会产生电位差。因此，nMOS晶体管MN11截止，并且电源电位[1b]VD1b(即，大约电池电源电位VB)通过电阻器R12被传输，使得nMOS晶体管MN12导通并且pMOS晶体管MP11截止。结果，负电位检测信号[1]S_DET 1变为与电源[1b]VD1b(大致电池电源电位VB)相同的电位，并且负电位检测信号[2]S_DET2变为与电源[1a]VD1a(即，接地电源电位GND)相同的电位。

栅极放电电路DCG1b中的nMOS晶体管MN16响应于负电位检测信号[1]S_DET1而导通。在升压电路CP1b中，图5中的寄生双极晶体管BT响应于负电位检测信号[2]S_DET2而导通，并且振荡器电路不工作，从而不执行泵浦操作。因此，升压器CP1b被去激活。结果，功率晶体管QN1(L)截止以切断反向导通。

接下来，假定当电池BAT依次连接时，负电涌(例如，-60V至-120V)被施加到电源[1a]VD1a。由于电源[1a]VD1a与电源[3]VD3之间的电位关系与上述电池BAT的反向连接时的电位关系相同，因此通过导通nMOS晶体管MN16来截止功率晶体管QN1(L)，除非区分电池BAT的反向连接和负电涌的施加。

然而，当施加负电涌时，期望功率晶体管QN1(L)导通。这里，当图7所示的控制输入信号IN处于有效电平时，功率晶体管QN1(L)最初导通，因此不会出现特别的问题，即使对控制输入信号IN施加负电涌。另一方面，当控制输入信号IN处于无效电平时(即，当升压电路CP1b最初无效时)，需要设计控制输入信号IN以导通功率晶体管QN1(L)，这与电池BAT反向连接到升压电路QN1时的情况不同。

当负电涌被施加到电源[1a]VD1a时，反向电流防止二极管Dc经由ESD保护二极管De1击穿，并且在电阻器R11的两端之间生成电位差。电源[1b]VD1b通过ESD保护二极管De1的正向电压变为低于电源[3]VD3的电位，并且变为高于电源电位[1a]VD1a。结果，nMOS晶体管MN11导通，并且负电位检测信号[1]S_DET 1变为与电源信号[1a]VD1a相同的电位。结果，栅极放电电路DCG1b中的nMOS晶体管MN16截止。

另外，响应于nMOS晶体管MN11的导通，pMOS晶体管MP11导通并且nMOS晶体管MN12截止。结果，电流从pMOS晶体管MP11流过电阻器R13和二极管D11。结果，负电位检测信号[2]S_DET 2参考电源电位[1a]VD1a通过二极管(齐纳二极管)D11的击穿电压(例如，6V)变为正。

在升压器CP1b中，寄生双极晶体管BT响应于负电位检测信号[2]S_DET2而导通，并且执行充电操作。在升压电路CP1b中，由于根据控制输入信号IN的无效而不执行泵浦操作，因此仅激活升压电路CP1b的充电操作。结果，可以在功率晶体管QN1(L)的栅极与源极之间施加由二极管(齐纳二极管)D11的击穿电压确定的导通电压。此时，nMOS晶体管MN16截止。结果，当施加负电涌时，可以控制功率晶体管QN1(L)导通。如上所述，二极管D11的击穿电压仅需要是功率晶体管QN1(L)可以在足够线性的范围内工作的值。

这里，可以通过电阻器R13调节升压器CP1b中的寄生双极晶体管(图5中的BT)的基极电流，并且可以通过电阻器R13确定功率晶体管QN1(L)的导通速度。例如，如果希望快速导通，则可以将电阻器R13设置为小的电阻值。这里，nMOS晶体管MN16被提供在栅极放电电路DCG1b中。另一方面，使用pMOS晶体管而非nMOS晶体管并不容易。也就是说，为了在电池BAT反向连接时在电源[1a]VD1a处于接地电源电位GND的同时，将功率晶体管QN1(L)的栅极电位放电到接地电源电位GND，需要向pMOS晶体管的栅极施加负电位。

为了防止反向电流防止二极管Dc的击穿电压附近的抖动，期望负电位检测信号[1]S_DET1和负电位检测信号[2]S_DET2被锁存在施加负电涌时的状态。提供nMOS晶体管MN13至MN15、电阻器R14和R15以及电容器C11作为用于锁存的元件。当电源电位[1a]VD1a返回到正电极时，锁存器被释放，因为电源电位[1a]VD1a与电源电位[1b]VD1b之间的电位差变小。

如上所述，通过在施加负电涌时快速导通功率晶体管QN1(L)，与执行击穿时相比，功率晶体管QN1(L)的损耗可以大大降低，并且低耐压配置可以应用于功率晶体管QN1(L)。此外，可以保护功率晶体管QN1(L)。损耗的具体示例如下所示。

假定功率晶体管QN1(L)的击穿电压为“BV1”，导通电阻为“Ron1”，负电涌电位为“Vsr”，并且负载电阻为“RL”，击穿情况下的损耗PL1由等式(1)表示，并且导通情况下的损耗PL2由等式(2)表示。例如，当Vsr＝-100V，BV1＝20V，Ron1＝5mΩ，RL＝1Ω时，PL1为1600W，而PL2为50W。

PL1＝BV1×(|Vsr|-BV1)/RL (1)

PL2＝Ron×(|Vsr|-RL)2 (2)

图10是示出当图9的电路形成在布线衬底上时的配置示例的电路图。如图10所示，图9的电路可以通过在电路板BD2上安装多个部件来实现。在图10中，充电电路CU是与图5的在施加负电涌时的寄生双极晶体管BT相对应的电路，并且升压电路CU安装在驱动器DVb1中。图11是比较图7的继电器装置和图10的继电器装置的概要示例的示意图。

如图11所示，在根据图10的继电器装置(印刷电路板BD2)中，与图7的继电器装置RLYb相比，组件数目大大增加，因此，难以使装置小型化。此外，考虑到转储电涌，图10中的pMOS晶体管MPb1的栅极氧化膜击穿电压需要为40V或更高，但由于典型的栅极氧化膜击穿电压为20V，所以齐纳二极管ZDb2的击穿电压需要设置为20V或更低。如果电池电源电位VB设置为大约8V至16V并且考虑温度特性，则齐纳二极管ZDb2的击穿电压需要在16V至20V的范围内，这可能使得难以选择组件。

在第二实施例中，当在电池BAT依次连接的同时使控制输入信号IN有效时，升压电路CP1b的充电操作和泵浦操作都被激活。栅极放电电路DCG1b中的nMOS晶体管MN16截止，因为源极耦合到电源[1a]VD1a，栅极经由pMOS晶体管MP1和电阻器R12耦合到电源[1a]VD1a，并且经升压的电位被施加到漏极。结果，功率晶体管QN1(L)导通。另一方面，当控制输入信号IN被无效时，nMOS晶体管MN16在漏极处的升压电位保持的时段期间截止，并且功率晶体管QN1(L)在该时段期间导通。然而，功率晶体管QN2截止。

当电池BAT反向连接时，升压器CP1b无效，并且nMOS晶体管MN16导通，因为其源极耦合到电源[1a]VD1a并且其栅极经由ESD保护二极管De1和电阻器R12耦合到电源[3]VD3。结果，功率晶体管QN1(L)截止。此外，当电池BAT正向连接时，当控制输入信号IN被无效时，并且当负电涌被施加到控制输入信号IN时，升压电路CP1b在升压电路CP1B的充电操作中被激活。nMOS晶体管MN16截止，因为其源极耦合到电源[1a]VD1a并且其栅极也经由nMOS晶体管MN11耦合到电源[1a]VD1a。结果，功率晶体管QN1(L)导通。

通过使用这种方法，可以获取与第一实施例相同的效果。此外，通过配置功率晶体管QN1(L)使得它可以在负电涌施加时被驱动，可以减少负电涌施加时的损耗，并且具有比功率晶体管QN2的结构更低的耐受电压的结构可以应用于功率晶体管QN1(L)。结果，可以实现继电器装置的损耗的进一步减少或小型化。

第三实施例

如上所述，图9所示的栅极放电电路DCG1b中的nMOS晶体管MN16的栅极电位通过负电位检测信号[1]S_DET1来控制，作为第三实施例的先决条件。当电池BAT正向连接时，负电位检测信号[1]S_DET1变为与电源信号[1a]VD1a基本上相同的电位。因此，nMOS晶体管MN16截止，并且功率晶体管QN1(L)的栅极电荷不被放电。也就是说，功率晶体管QN1(L)不能被控制为截止。

另一方面，负载LD的电源由功率晶体管QN2控制，并且功率晶体管QN2响应于控制输入信号IN而快速导通和截止。因此，通过将功率晶体管QN2控制为截止而不管功率晶体管QN1(L)的状态如何，可以切断向负载LD的正向电流供给。

因此，尽管由于功率晶体管QN1(L)不能被控制为截止而不会发生致命问题，但是当使用电容器负载等时可能会出现问题。例如，当使用电容器负载并且在控制输入信号IN的无效时发生起动(cranking)时，由于电容器负载的电位>电源电位[1a]VD1a，电容器负载的电荷可能会逃逸到电源[1a]VD1a，并且此后可能无法恢复。

图12是示出根据第三实施例的作为继电器装置(半导体器件)的先决条件的示例性问题的波形图。图12示出了当在时间t1无效控制输入信号IN并且在时间t2到t5之间发生起动时电源电位[1a]VD1a、功率晶体管QN1(L)和QN2的栅极电位以及输出电位VO的电位的变化。

当控制输入信号IN在时间t1被无效时，功率晶体管QN2的栅极电位被栅极放电电路DCG2降低，直到控制输入信号IN的栅极电位变为等于负载驱动端子Po2(+)的输出电位VO。另一方面，由于栅极放电电路DCG1b中的nMOS晶体管MN16没有导通，所以功率晶体管QN1(L)的栅极电位保持在功率晶体管QN1(L)可以导通的电位。严格地说，由于耦合到栅极的各个元件的泄漏电流，功率晶体管QN1(L)的栅极电位在长期内降低到电源电位[1a]VD1a，但是在图12中，假定不存在泄漏电流。

当在时间t2发生起动并且电源电位[1a]VD1a下降时，耦合到负载驱动端子Po2(+)的电容器负载的电荷经由功率晶体管QN2的寄生二极管Dn2和功率晶体管QN1(L)的沟道逃逸到电源[1a]VD1a。在从时间t4到时间t5的时段期间，电源电位[1a]VD1a返回到原始电位。然而，由于功率晶体管QN2截止，所以电容器负载的电位(输出电位VO)保持在从时间t3到时间t4的时段期间下降的电位，而不重新提供放电的电荷。

例如，当以电容器负载作为备用电源的单元存在于继电器装置的下游时，可以使用电容器负载。在这种情况下，例如，可能出现下游单元被低电压切断的风险。因此，使用稍后将描述的第三实施例的继电器装置(半导体器件)是有利的。

图13是示出根据第三实施例的半导体器件(继电器装置)的示意性配置的框图。图13所示的半导体器件(继电器装置)RLYc与图7所示的配置不同之处在于以下四点。第一差异在于，负载LD2是电容器负载。作为第二差异，添加了延迟电路DLY，并且作为第三差异，添加了栅极放电电路DCG3。作为第四差异，如图14中详细示出的，功率晶体管QN1(L)的栅极电位输入到负电位检测电路VNDET。

延迟电路DLY输出在预定时间段内有效的延迟信号S_DLY，这由从输入缓冲器IBF输出的控制信号INx到无效的转换(即，控制输入信号IN到无效的转换)来触发。栅极放电电路DCG3被提供在在功率晶体管QN1(L)的栅极与电源[3]VD3之间，并且从延迟电路DLY接收延迟信号S_DLY以朝向电源[3]VD3对功率晶体管QN1(L)的栅极电荷放电。

图14是示出图13所示的半导体器件(继电器装置)的主要部分的详细配置示例的电路图，以示出继电器装置的主要部分(第三实施例)。图15是示出图13中的延迟电路的详细配置示例的电路图。图14示出了图13所示的负电位检测电路VNDET周围、升压电路CP1b周围、栅极放电电路DCG1b周围、以及栅极放电电路DCG3周围的配置的示例。

与图9所示的配置相比，负电位检测电路VNDETc(VNDET)中的负电位确定电路JDGc还包括与电阻器R12串联耦合的nMOS晶体管MN21和被提供在nMOS晶体管MN16的栅极与电源[3]VD3之间的电容器C21。NMOS晶体管MN21的栅极耦合到功率晶体管QN1(L)的栅极。栅极放电电路DCG3包括串联耦合在nMOS晶体管MN21(和功率晶体管QN1(L))的栅极与电源[3]VD3之间的电阻器R21和nMOS晶体管MN22。经延迟的信号S_DLY被施加到nMOS晶体管MN22的栅极。

首先，将描述图14所示电路的概要。参考图12描述的问题的原因在于，栅极放电电路DCG1b中的nMOS晶体管MN16被控制为在电池BAT反向连接时导通，但是在电池BAT正向连接时保持截止。结果，即使在电池BAT的正向连接时控制输入信号IN被无效，也可以保持功率晶体管QN1(L)的导通状态，并且因此，在起动时发生电荷损耗。

这里，nMOS晶体管MN16保持截止的原因在于，nMOS晶体管MN16的栅极电位跟随电源电位[1a]VD1a。另一方面，假定当电源电位[1a]VD1a由于起动而波动时，nMOS晶体管MN16的栅极电位在起动之前保持电源电位[1a]VD1a的栅极电位，而不跟随栅极电位[1a]VD1a。在这种情况下，nMOS晶体管MN16自动导通，因为根据电源电位[1a]VD1a的变化生成栅极源极电压。结果，功率晶体管QN1(L)可以被控制为截止。

因此，提供电容器C21，电容器C21在起动之前保持负电位检测信号[1]S_DET1的电位，即nMOS晶体管MN16的栅极电位。具体地，当在控制输入信号IN的有效期间将电源电位[1a]VD1a施加到栅极(负电位检测信号[1]S_DET1)时，nMOS晶体管(短路晶体管)MN16截止。在控制输入信号IN的无效时段期间，在控制输入信号IN的有效时段期间，电容器C21保持nMOS晶体管MN16的栅极电位。

但是，由于电源电位[1b]VD1b与电源电位[1a]VD1a的变化互锁，所以如果没有提供nMOS晶体管MN21，则电容器C21的电位与电源电位[1b]VD1b互锁，并且起动之前的电源电位[1a]VD1a不能被保持。因此，提供nMOS晶体管(控制晶体管)MN21。nMOS晶体管MN21被提供在电源[1b]VD1b(以及因此电源[1a]VD1a(正电源端子Pi2(+)))与nMOS晶体管MN16的栅极之间。在控制输入信号IN的无效期间，nMOS晶体管MN21被控制为截止，从而将nMOS晶体管MN16的栅极控制为高阻抗状态。

具体地，nMOS晶体管MN21的栅极耦合到功率晶体管QN1(L)的栅极并且具有与栅极相同的电位。因此，当发生电源电位[1a]VD1a的变化时，电源电位[1a]VD1a被施加到nMOS晶体管MN16的栅极，并且功率晶体管QN1(L)的栅极电位被控制为在发生起动之后的变化状态下的电源电位[1a]VD1a。在nMOS晶体管MN21中，源极(电源电位[1b]VD1b)与波动的电源电位[1a]VD1a一起波动，但是由于栅极也以相同的方式波动，所以它们保持断开。结果，nMOS晶体管MN16的栅极保持在高阻抗状态，并且其栅极电位在由电容器C21起动之前保持在电源电位[1a]VD1a。

另一方面，例如，当功率晶体管QN1(L)的栅极在起动之前保持经升压的电位时，功率晶体管QN1(L)导通，并且nMOS晶体管MN21也导通。这里，如上所述，为了在控制输入信号IN的无效期间截止nMOS晶体管MN21，当控制输入信号IN从有效电平转换到无效电平时，需要在初始将nMOS晶体管MN21控制为截止。

否则，当电源电位[1a]VD1a波动时，负电位检测信号[1]S_DET1开始跟随波动状态下的电源电位[1a]VD1a，从而nMOS晶体管MN16不导通，并且结果，nMOS晶体管MN21也可以保持导通。因此，提供栅极放电电路DCG3。当控制输入信号IN从有效电平转变到无效电平时，栅极放电电路DCG3将nMOS晶体管MN21和功率晶体管QN1(L)的栅极电位设置为“VD1a-VF”(VF是保护二极管D2的正向电压)。结果，栅极放电电路DCG3n将MOS晶体管MN21控制为截止，并且此外，栅极放电电路也将功率晶体管QN1(L)控制为截止。

接下来，将描述图14和图15所示的电路的细节。图15所示的延迟电路DLY包括nMOS晶体管MN31至MN33、pMOS晶体管MP31至MP34、电阻器R31至R33、电容器C31至C33、二极管D31、反相器IV31、以及电流源IS31和IS32。电流源IS31和IS32由电流镜电路、其中栅极和源极短接的耗尽型晶体管等实现。注意，电阻器R31至R33可以替换为其中栅极和源极短接的耗尽型晶体管等。

电流源IS31、二极管D31和电阻器R33生成电源(电源电位)[6]VD6，电源(电源电位)[6]VD6是电源[1b]VD1b的参考。来自输入缓冲器IBF的控制信号INx被输入到nMOS晶体管MN31和pMOS晶体管MP31的栅极。电容器C32和C33、电阻器R32、nMOS晶体管MN33、pMOS晶体管MP33和MP34以及反相器IV31构成定时器电路。经延迟的信号S_DLY由反相器IV31输出。反相器IV31还具有将电源[1b]VD1b与电源[6]VD6之间的信号电平移位到电源[1b]VD1b与电源[3]VD3之间的信号的功能。

在这样的配置中，响应于控制信号IN的有效，控制信号INx达到有效电平，在这种情况下为VD3电平。结果，nMOS晶体管MN31截止，并且电源[1b]VD1b和电源[6]VD6具有相同的电位。也就是说，电源[6]VD6被去激活而不生成预定电源。pMOS晶体管MP31导通，并且节点Na具有与电源[1b]VD1b相同的电位。

当控制输入信号IN从有效切换到无效时，控制信号INx变为无效电平，在这种情况下为VD1b电平，并且nMOS晶体管MN31导通，同时pMOS晶体管MP31截止。然而，此时，由于pMOS晶体管MP32截止，所以节点Na的电位从电源电位[1b]VD1b变为电源[3]VD3，其中时间常数由电容器C31和电阻器R31确定。

另一方面，紧接在控制信号INx从有效电平(VD3电平)切换到无效电平(VD1b电平)之后，节点Na的电位在电源电位[1b]VD1b附近。因此，nMOS晶体管MN32导通，并且电源[6]VD6由二极管D31和电流源IS31生成。也就是说，电源[6]VD6被激活。如稍后将详细描述的，紧接在生成电源[6]VD6之后，由于节点Nb的电位处于电源电位[6]VD6，所以pMOS晶体管MP32导通，并且nMOS晶体管MN32的导通状态保持，而与由电容器C31和电阻器R31确定的时间常数无关。

提供电容器C32、电阻器R32和nMOS晶体管MN33以初始化节点Nb的电位，并且紧接在生成电源[6]VD6之后，nMOS晶体管MN33被控制为导通以将节点Nb的电位降低到电源电位[6]VD6的电平。结果，pMOS晶体管MP32导通，并且如上所述，nMOS晶体管MN32保持导通，而与电容器C31和电阻器R31的时间常数无关。

当由电容器C32和电阻器R32确定的预定时段经过之后，nMOS晶体管MN33截止。结果，电容器C33开始通过由pMOS晶体管MP33和MP34镜像电流源IS32的电流而获取的电流被充电，并且节点Nb的电位从电源电位[6]VD6变为电源电位[1b]VD1b。延迟信号S_DLY在从电源[6]VD6的激活时间到节点Nb的电位达到反相器IV31的阈值的时段中变为有效电平，并且在该时段中，延迟信号S_DLY导通栅极放电电路DCG3中的nMOS晶体管MN22。

当节点Nb的电位达到反相器IV31的阈值时，延迟信号S_DLY变为负栅极电平，并且栅极放电电路DCG3中的nMOS晶体管MN22截止。延迟信号S_DLY的有效时段的长度与栅极放电电路DCG3中的电阻器R21的电阻值一起适当地设置，使得功率晶体管QN1(L)的栅极电荷在延迟信号S_DLY的有效时段中被放电。当节点Nb的电位超过反相器IV31的阈值并且接近电源电位[1b]VD1b时，pMOS晶体管MP32截止。

结果，节点Na的电位根据由电容器C31和电阻器R31确定的时间常数从电源电位[1b]VD1b变为电源电位[3]VD3，并且nMOS晶体管MN32截止。结果，电源[6]VD6的电位变为与电源[1b]VD1b的电位相同，并且延迟电路DLY消耗的电流变为零。当控制输入信号IN从有效切换到无效时，延迟电路DLY可以仅操作达预定时段。因此，在一定时段之后，希望以这种方式去激活电源[6]VD6以消除所消耗的电流。

图16是示出图14的电路的操作的示例的波形图。当控制输入信号IN被无效时，使延迟信号S_DLY有效达预定时段，即时间t1到t3。功率晶体管QN1(L)的栅极电荷需要在从t1到t3的时间段内放电，并且需要比功率晶体管QN2的栅极电荷更慢地放电。在这种情况下，功率晶体管QN1(L)的栅极电荷在时间t2放电，并且功率晶体管QN2的栅极电荷在时间t1之后并且在时间t2之前放电。相对于这个放电顺序，如果功率晶体管QN1(L)在功率晶体管QN2之前截止，则功率晶体管QN1(L)和功率晶体管QN2的组合电阻可能是不连续的，从而产生开关噪声。

从时间t4到时间t7的时段是电源[1a]VD1a的电位因起动而变化的时段。由于在电位变化期间功率晶体管QN1(L)在时间t2截止(即，栅极和源极耦合到电源[1a]VD1a)，所以电容器负载的电位(输出电位VO)不传递到电源[1a]VD1a，这不同于图12的情况。

也就是说，由于图14中的nMOS晶体管MN11和nMOS晶体管MN21在电位变化期间截止，所以负电位检测信号[1]S_DET1被电容器C21保持为在时间t1之前的电平(在电位变化时段之前的电源电位[1a]VD1a电平附近)。结果，在电位变化时段，栅极放电电路DCG1b中的nMOS晶体管MN16将功率晶体管QN1(L)的栅极电位控制为等于在电位变化时段之后的电源电位[1a]VD1a。

注意，即使不使用这种控制，功率晶体管QN1(L)的栅极电位在某种程度上也通过栅极漏极电容跟随源极电位。然而，由于可以考虑到功率晶体管QN1(L)的栅极源极电容和与负电位检测信号[2]S_DET2的残余电荷相关联的升压器CP1b的充电操作之间的平衡，因此优选的是执行上述控制。

在第三实施例中，除了执行与第二实施例相同的操作之外，当电池BAT依次连接并且控制输入信号IN被无效时，当在控制输入信号IN的无效时发生起动时nMOS晶体管MN21截止时，电容器C21还保持在起动之前的nMOS晶体管MN16的栅极电位。结果，nMOS晶体管MN16自动导通，因为通过起动降低了源极电位，并且因此功率晶体管QN1(L)截止。当电池BAT反向连接时，nMOS晶体管MN21可以截止，但由于以电源[1b]VD1b作为其阳极的寄生二极管Dn21导通，所以操作与第二实施例的操作相同。

通过使用这种方法，可以获取与第二实施例相同的效果。此外，在控制输入信号IN的无效期间，功率晶体管QN1(L)可以被控制为截止，并且即使当电源电位[1a]VD1a由于起动而波动时，功率晶体管QN1(L)也可以保持截止。结果，可以防止电容器负载中的电荷损耗。这里，各种电路被添加到图9的配置示例，但是，也可以将类似的电路添加到图4的配置示例。

尽管已经基于实施例具体描述了由本发明人做出的发明，但是本发明不限于上述实施例，并且可以在不脱离其主旨的情况下进行各种修改。