阅读说明：本技术 一种高动态性的无刷直流电机内功角控制方法 (High-dynamic internal power angle control method for brushless direct current motor ) 是由 谭博 郭兴媛 刘卫国 陈哲 王西坡 于 2019-09-17 设计创作，主要内容包括：本发明涉及一种高动态性的无刷直流电机内功角控制方法,在相端电压与1/2母线电压的理想反电势过零点,判断提取有效过零点。由于反电势过零点前后,端电压和1/2母线电压的积分差可以检测内功角大小,故计算并锁存积分值,通过PI调节,到实时超前角,对前后积分差进行控制,达到减小内功角目的。本发明考虑到换相过程二极管续流对端电压波形产生的干扰,得到准确换向点。然后确定补偿角,在理想换向点的基础上超前换相,从而减小了内功角,提高了电机功率密度和效率,根据端电压的变化实时补偿内功角,具有很高的动态性。实验表明,与传统方法相比,该方法下内功角得以减小,功率密度提高,电流减小,最大电流可以减小4.9％,铜损降低10％。(The invention relates to a high-dynamic brushless direct current motor internal power angle control method, which judges and extracts an effective zero crossing point at an ideal back electromotive force zero crossing point of phase end voltage and 1/2 bus voltage. The integral difference between the terminal voltage and 1/2 bus voltage before and after the back emf zero crossing point can detect the internal power angle, so the integral value is calculated and latched, and the integral difference before and after real-time advance angle is controlled through PI adjustment, thereby achieving the purpose of reducing the internal power angle. The invention considers the interference of diode freewheeling on the voltage waveform of the terminal end in the phase change process to obtain an accurate commutation point. And then determining a compensation angle, and carrying out advanced phase commutation on the basis of an ideal commutation point, thereby reducing the internal power angle, improving the power density and efficiency of the motor, compensating the internal power angle in real time according to the change of the terminal voltage, and having high dynamic property. Experiments show that compared with the traditional method, the method has the advantages that the internal power angle is reduced, the power density is improved, the current is reduced, the maximum current can be reduced by 4.9%, and the copper loss is reduced by 10%.)

一种高动态性的无刷直流电机内功角控制方法

技术领域

本发明属于无刷直流电机内功角控制方法，涉及一种高动态性的无刷直流电机内功角控制方法，包括一种无滤波延迟的反电势检测方法和一种不依赖电机参数、高动 态性的超前角控制方法，最后达到减小内功角的目的。

背景技术

无刷直流电机具有高效率、高功率密度的优势，特别适用于对重量和体积有严格限制的场合。为了进一步提高电机的功率密度减小电机的重量和体积，无刷直流电机 朝着高速的方向发展，由于电机转速较高，受到处理器运算速度和成本的考虑，高速 无刷直流电机通常采用基于前级Buck电路调压，后级三相六状态换相的驱动方法。同 时，出于安全的考虑，高速无刷直流电机通常采用基于反电势过零检测的无位置控制 方法。

然而这种传统反电势过零检测的无位置方法过程中存在的反电势过零点的检测误 差和滤波延迟、三相六状态的驱动方法、以及电机电阻和电感组成的一阶滞后环节， 都会造成电机内功角的增加。当负载转矩恒定时，增大的内功角引起电机相电流和转 矩脉动的增加。并且，内功角随着电机负载的增加而增大，导致电机调速范围和功率 密度的降低。

目前减小转子位置误差的方法，主要分为以下几种：第一种，采用换相过程中理想端电压的特征规律，观测转子位置，如利用换向的开始和结束时产生非通电相的对 称端电压来得到转子位置，或检测换向周期开始和结束之间的端电压差的方法，但忽 略了换相结束后二极管续流过程对该相端电压幅值的影响，从而造成换相前后端电压 或者线电压存在本质上的差异；第二种，考虑了换相导致的端电压干扰，采用低通滤 波器对端电压先进行滤波，但这就引起了反电势过零点的延迟，导致换相的滞后。此 时就需要对滤波延迟进行额外的补偿，如根据检测电路的参数与反电动势的频率之间 的线性关系来补偿由低通滤波器引起的滞后角，或者根据滤波器参数和电动机旋转速 度计算由低通滤波器引起的相位延迟等，这些方法对电路参数比较敏感，动态性差。

而减小内功角的方法，目前有如下几种：第一种通过锁相环观察内部功率因数角误差，并通过PI调节器将误差调整为零，但该方法需要软件鉴相，算法实现复杂，第 二种根据电动机磁铁建立的相电流，电感和磁链计算实时提前角，但对电机参数敏感， 计算复杂，动态性差。

发明内容

要解决的技术问题

为了避免现有技术的不足之处，本发明提出一种高动态性的无刷直流电机内功角控制方法，是一种高动态性，不依赖电机参数、高动态性的内功角控制方法，包括准 确换相点的检测方法以及超前角补偿方法。

技术方案

一种高动态性的无刷直流电机内功角控制方法，其特征在于步骤如下：

步骤1：非换相阶段的工况，理想反电势过零点为该相端电压与1/2母线电压的交点；

步骤2：从步骤1方法检测到的过零点中，筛选出有效过零点，排除干扰电压导 致的无效过零点；

三相反电势六种区间状态。

1：A相实际反电势小于0，B相实际反电势小于0，C相实际反电势大于0；

2：A相实际反电势大于0，B相实际反电势小于0，C相实际反电势大于0；

3：A相实际反电势大于0，B相实际反电势小于0，C相实际反电势小于0；

4：A相实际反电势大于0，B相实际反电势大于0，C相实际反电势小于0；

5：A相实际反电势小于0，B相实际反电势大于0，C相实际反电势小于0；

6：A相实际反电势小于0，B相实际反电势大于0，C相实际反电势大于0；

由于二极管续流导致端电压出现干扰脉冲，此时若按照步骤一的方法，会检测出三次过零点，前两次为干扰电压导致的过零点，无效；第三次为有效过零点；六种区 间状态检测出6个有效过零点；

步骤3：计算换相过程中，每个有效过零点前后的三角形面积：

其中一个三角形为换相开始到反电势过零点这段时间内，端电压与二分之一母线电压围成，记为S_2y，y＝1～6；另一个三角形为反电势过零点到换相结束时间内，端电 压与二分之一母线电压围成，记为S_2y-1，y＝1～6；

三相反电势中，每个反电势过零点对应两个三角形和一个面积差，故在步骤1提到的一个完整的区间内，共有六个反电势过零点，对应12个三角形面积，6个面积差 ΔS_y，y＝1～6；

状态1：ΔS₁＝S₂-S₁

状态2：ΔS₂＝S₄-S₃

状态3：ΔS₃＝S₆-S₅

状态4：ΔS₄＝S₈-S₇

状态5：ΔS₅＝S₁₀-S₉

状态6：ΔS₆＝S₁₂-S₁₁

其中，

式中：S_2y-1表示换相阶段反电势过零点之前，端电压与二分之一母线电压围成的图形面积；S_2y表示换相阶段反电势过零点之后，端电压与二分之一母线电压围成的图 形面积；u_cM表示C相端电压；U表示母线电压；Δt_2y-1为换相开始到反电势过零点之 间的时间差；Δt_2y为反电势过零点到换相结束之间的相位差；A₁为三相反电势傅里叶 分解后的基波幅值，A_2n+1为三相反电势傅里叶分解后的奇次项谐波分量幅值；θ是电 机转子的电角度；ω为转子角速度；

步骤4：通过ΔS_y的值更新换相超前角，通过PI控制使其缩减到0附近，减小内 功角；

以ΔS_y作为PI控制器的输入，0作为PI控制器的给定，PI控制器的输出作为电 机换相超前角，使电机超前换相，从而在下个周期，将换相过程中反电势过零点前后， 端电压与反电势围成的面积差ΔS_y缩减到0附近，使电机反电势与相电流的相位差为 0，达到减小内功角的效果。

有益效果

本发明提出的一种高动态性的无刷直流电机内功角控制方法，尽可能减小相电流和反电势之间内功角，提高功率密度。本发明提供了一种在理想换相点之前设置一个 超前角度使电机提前换相的方法。该方法首先通过端电压过零点的规律，得到理想的 反电势过零点，从而得到理想的换向点；然后根据反电势过零点前后，端电压与1/2 母线电压的积分差与内功角的关系，对两个积分的差值进行PI调节，减小积分差，从 而减小内功角。故要达到减小内功角的目的，需从两个部分入手：第一部分是获得准 确的无延迟的换相点，第二部分是控制超前角进行超前角补偿。

本发明解决其技术问题的技术方案中：首先需找到理想反电势过零点。通过推导换相前后端电压方程，得出理论反电势过零点即为该相端电压与1/2母线电压的交点。 由于二极管续流的影响，检测反电势过零点中会产生无效的误过零点，但这些检测到 的过零点是按照一个有效过零点，两个无效过零点的规律分布，故利用该规律，通过 软件逻辑判断即可提取有效过零点。反电势过零点超前30度，即可得准确换相点。采 用一种高动态性的超前角补偿方法，由于反电势过零点前后，端电压和1/2母线电压 的积分差可以检测内功角大小，故计算并锁存积分值，通过PI调节，到实时超前角， 对前后积分差进行控制，从而对系统实时控制，达到减小内功角目的。

本发明的有益效果是：本发明提出的一种内功角控制方法，首先保证了反电势过零点的准确性，即理想换向点的准确性，该方法在采集过程利用实际反电势特征，充 分考虑到换相过程二极管续流对端电压波形产生的干扰，不依赖电机参数，得到准确 换向点。然后分析端电压在反电势过零点前后的特征，确定补偿角，在理想换向点的 基础上超前换相，从而减小了内功角，提高了电机功率密度和效率，根据端电压的变 化实时补偿内功角，具有很高的动态性。实验表明，与传统方法相比，该方法下内功 角得以减小，功率密度提高，电流减小，最大电流可以减小4.9％，铜损降低10％。

附图说明

图1：是高速BLDCM的电源拓扑结构

图2：是理想三相端电压与过零点电压之间的示意图；其中u_xM为x相端电压；u_xZP为x相端电压过零点波形，U/2为1/2母线电压，x＝a,b,c

图3：三相端电压与反电势过零点关系；其中u_xM为x相端电压；u_xZP为x相端电压 过零点波形，U/2为1/2母线电压，x＝a,b,c，S_1-12为图中标注三角形面积，Δθ₁为换相开 始到反电势过零点之间的相位差，Δθ₂为反电势过零点到换相结束之间的相位差

图4：0.08Nm,12000r/min-24000r/min传统方法的波形图；其中u_cM为C相端电压；i_c为C相电流；u_cZP为C相反电势过零点电压；为内功角

图5：0.08Nm,12000r/min-24000r/min所提方法的波形图；其中u_cM为C相端电压；i_c为C相电流；u_cZP为C相反电势过零点电压；为内功角

具体实施方式

现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：

本发明的基本思想是在高速无刷直流电机的理想换相点之前设置一个超前角度使 电机提前换相，从而减小内功角，提高功率密度和运行效率。

本发明一种不依赖电机参数、高动态性的无刷直流电机内功角控制方法，主要包含两个部分，一部分是无滤波延迟的反电势过零点检测方法，另一部分是超前角的补 偿，从而减小内功角。具体按照以下步骤实施：

步骤1：根据非换相阶段的工况，找到理论反电势过零点，即为该相端电压与1/2母线电压的交点。

高速BLDCM的电源拓扑结构如图1所示。

在非换相阶段，例如当A相上管和B相下管导通，C相关断，三相电压方程可以 表示为

i_x(x＝a,b,c)为相电流，u_xM为x相端电压，R为电机绕组，L为电机电感，e_x为x相 反电势。u_NM是中性点电压。(x＝a,b,c)

功率器件处于饱和导通状态，其管压降可以忽略，可以得到，

U为母线电压，e_a、e_b为A、B相反电势。

则

e_x(x＝a,b,c)表示A,B,C三相反电势，u_NM为中性点电压。

当无刷直流电机三相绕组对称时，电机的三相反电势为梯形波，将其傅里叶展开为

A₁是反电势傅里叶分解后基波电压的幅值，A_2n+1是傅里叶分解后第2n+1次电压的幅值，θ是电机转子的电角度。

λ_pω_m为无刷直流电机梯形波峰值，其中ω_m为电机机械角速度，λ_p为系数，λ_p＝NBlr， N为每相串联导体数，B为导体所在的场域中的磁通密度，r为转子外径，n为谐波次数。

当θ＝2π/3或θ＝-π/3时，将(4)代入(3)可得C相端电压为：

u_cM表示C相端电压，U表示母线电压。

因此，C相端电压与二分之一母线电压的交点即为C相反电势过零点。由于三相 对称，故A相、B相端电压过零点与二分之一母线电压的交点即为A相、B相反电势 过零点

故提出反电势采集方法为：首先将三相端电压与U/2(U为母线电压)经过比较 器，端电压高于U/2时，输出为1，低于U/2时，输出为0，故而可得到能够体现反电 势过零状态的高低电平；然后检测反电势过零状态的上升沿和下降沿，得到的边沿触 发时刻，该触发时刻即为三相反电势的过零点。三相反电势过零点如图2中的黑色圆 圈所示。

步骤2：从步骤一方法检测到的过零点中，筛选出有效过零点，排除干扰电压导 致的无效过零点。

在换相阶段，假设C相下管关断，上管二极管续流，其会导致端电压中出现干扰 脉冲，此时若仍按照步骤一提出的方法，即把端电压与1/2母线电压的交点当做反电 势过零点，则会检测到一些干扰电压导致的无效过零点。

实际三相端电压与过零点电压之间的关系见图3。由图2可知，在一个导通周期内，有效的过零点有6个，故对应到图3，有效过零点是六个黑色圆点，引入的无效 的过零点为图3中12个黑色方块点。

记A相实际反电势为E_A，B相实际反电势为E_B，C相实际反电势为E_C。

记由步骤一采集到的A相反电势为E_A'，采集到的B相反电势E_B'，采集到的C 相反电势E_C'。

三相实际反电势相位互差120度，在一个完整周期内，其三相的反电势过零状态有六个状态区间，如图2所示。

状态区间1：A相实际反电势小于0，B相实际反电势小于0，C相实际反电势大 于0,(即E_A＜0,E_B＜0,E_C＞0)。

状态区间2：A相实际反电势大于0，B相实际反电势小于0，C相实际反电势大 于0,(即E_A＞0,E_B＜0,E_C＞0)。

状态区间3：A相实际反电势大于0，B相实际反电势小于0，C相实际反电势小 于0,(即E_A＞0,E_B＜0,E_C＜0)。

状态区间4：A相实际反电势大于0，B相实际反电势大于0，C相实际反电势小 于0,(即E_A＞0,E_B＞0,E_C＜0)。

状态区间5：A相实际反电势小于0，B相实际反电势大于0，C相实际反电势小 于0,(即E_A＜0,E_B＞0,E_C＜0)。

状态区间6：A相实际反电势小于0，B相实际反电势大于0，C相实际反电势大 于0,(即E_A＜0,E_B＞0,E_C＞0)。

在该六种组合下，由于二极管续流导致的端电压干扰电压，分别采集三相反电势过零状态的跳边沿，对比上述状态组合中实际反电势状态和采集反电势状态可知，在 一个实际反电势状态区间中检测到的过零点，前面两个为为干扰脉冲导致，得到的是 无效的过零点，第三个检测到的过零点后是有效的。

在六个反电势组合状态中，均为此规律。故根据上述规律，可以通过将检测的过零点编号，然后通过软件逻辑进行筛选，将有效的过零点提取出来。

步骤3：计算每相换相过程中，有效反电势过零点前后端电压与二分之一母线电压围成的两个三角形面积。

当内功角时，反电势相位θ_e等于电流相位θ_i，也就是说，反电势的过零点与相电流的过零点重合。由于无刷直流电机三相六状态的工作模式，其相电流类似方波。 在每个导通周期在换相阶段存在两个关断区域，即两个零电位平台，没有明确的过零 点，此时相电流的过零点可以描述为，该相电流关断区域的中点。因此可得，当内功 角为零时反电势的过零点与该相电流关断区域的中点重合。

因此记换相开始(即相电流关断区域开始)到反电势过零点之间的时间差为Δt_2y-1， 反电势过零点到换相结束(即相电流关断区域结束)之间的时间差为Δt_2y。通过以上分 析，当内功角等于零时，Δt_2y-1＝Δt_2y；当内功角大于零(即反电势超前相电流)时，反电势过零点在相电流关断区域的中点之前，Δt_2y-1＜Δt_2y；当内功角小于零(即反电势滞后相电流)时，反电势过零点在相电流关断区域的中点之后，Δt_2y-1＞Δt_2y。

可见，要达到本文提出的内功角为0的效果，需Δt_2y-1＝Δt_2y。但当速度突变时，会影响端电压幅值和换相时间，由公式6可知，面积积分可以使电压幅值的变化抵消换 相时间的变化，故本文通过面积积分，将全部变量的变化考虑在内，记S_2y-1为反电势 过零点之前端电压与1/2母线电压所围成的三角形面积；S_2y为反电势过零点之后端电 压与1/2母线电压所围成的三角形面积。

则面积差可计算为：

其中，S_2y-1表示换相阶段反电势过零点之前，端电压与二分之一母线电压围成的图形面积；S_2y表示换相阶段反电势过零点之后，端电压与二分之一母线电压围成的图 形面积；u_cM表示C相端电压；U表示母线电压；Δt_2y-1为换相开始到反电势过零点之 间的时间差；Δt_2y为反电势过零点到换相结束之间的相位差；A₁为三相反电势傅里叶 分解后的基波幅值，A_2n+1为三相反电势傅里叶分解后的奇次项谐波分量幅值；θ是电 机转子的电角度；ω为转子角速度。

其中，λ_pω_m为无刷直流电机梯形波峰值。其中ω_m为电机机械角速度；λ_p为系数， λ_p＝NBlr。N为每相串联导体数；B为导体所在的场域中的磁通密度；r为转子外径；n 为谐波次数。

由公式(6)可知，若转速恒定，Δt_2y＝Δt_2y-1时，ΔS＝0；若转速变化，换相时间与转速成反比，Δt_2y≠Δt_2y-1，但端电压与转速成正比，会与换相时间相反变化，最后ΔS的值不受影响。因此要达到本文提出的内功角为0的效果，保证ΔS＝0即可实现。

故可计算三相换相过程中，有效反电势过零点前后，端电压与二分之一母线电压围成的两个三角形面积差，并根据面积差更新超前角。在每一相的换相结束后，积分 模块根据公式(6)计算面积差，并将面积差进行数据锁存，传给PI模块，PI模块产 生相应的超前角。

三相端电压与反电势过零点关系如图4所示。

本文把三相端电压完整的换相过程分为A-R 18个区域。如图4所示，任意一相端电压过零点波形状态改变一次，就划分一个区域；

区域A+B为从A相换相开始，到A相换相结束为止。此时在区域A+B内利用公式 (6)进行积分计算，得到A相换相过程中，反电势过零点前后，端电压与二分之一母 线电压围成的三角形面积差ΔS₁。

区域C为A相换相结束，C相换相开始之前的C相二极管续流阶段，该阶段计算 ΔS₁＝S₂-S₁。

区域D+E为从C相换相开始，到C相换相结束为止。此时在区域D+E内利用公式 (6)计算，得到C相换相过程中，反电势过零点前后，端电压与二分之一母线电压围 成的三角形面积差ΔS₂。

区域F为C相换相结束，B相换相开始之前的B相二极管续流阶段，该阶段完成 计算数据ΔS₂的锁存和清零。

区域G+H为从B相换相开始，到B相换相结束为止。此时在区域G+H内利用公式 (6)进行计算，得到B相换相过程中，反电势过零点前后，端电压与二分之一母线电 压围成的三角形面积差ΔS₃。

区域I为B相换相结束，A相换相开始之前的A相二极管续流阶段，该阶段该阶 段完成计算数据ΔS₃的锁存和清零。

区域J+K为从A相换相开始，到A相换相结束为止。此时在区域J+K内利用公式 (6)进行计算，得到A相换相过程中，反电势过零点前后，端电压与二分之一母线电 压围成的三角形面积差ΔS₄。

区域L为A相换相结束，C相换相开始之前的C相二极管续流阶段，该阶段该阶 段完成计算数据ΔS₄的锁存和清零。

区域M+N为从C相换相开始，到C相换相为止。此时在区域M+N内利用公式(6) 进行计算，得到C相换相过程中，反电势过零点前后，端电压与二分之一母线电压围 成的三角形面积差ΔS₅。

区域O为C相换相结束，B相换相开始之前的B相二极管续流阶段，该阶段该阶 段完成计算数据ΔS₅的锁存和清零。

区域P+Q为从B相换相开始，到B相换相为止。此时在区域P+Q内利用公式(6) 进行计算，得到B相换相过程中，反电势过零点前后，端电压与二分之一母线电压围 成的三角形面积差ΔS₆。

区域R为B相换相结束，A相换相开始之前的A相二极管续流阶段，该阶段该阶 段完成计算数据ΔS₆的锁存和清零。

步骤4：通过步骤三计算的ΔS_y的值更新换相超前角，通过PI控制使其缩减到0 附近，减小内功角。

由步骤三可知，控制器的根本目的，是调节ΔS_y＝0。故以ΔS_y作为PI控制器的输入，0作为PI控制器的给定，PI控制器的输出即可作为电机换相超前角，使电机超前 换相，从而在下个周期，将换相过程中反电势过零点前后，端电压与反电势围成的面 积差ΔS_y缩减到0附近，使电机反电势与相电流的相位差为0，达到减小内功角的效果。

通过该方法进行内功角控制之后，一个导通周期内，内功角的平均值为0。且即 使电机的工作状态处于变化过程中，在一个60°导通周期内功角的平均值保持为零。

仿真结果如图4、图5所示。当电机负载保持0.08Nm不变，转速从12000r/min 到24000r/min变化时，传统方法的波形图与内功角波形如图4所示；所提方法下的波 形图如图5所示。

***明，传统方法内功角小于零，且转速变化变化时，内功角无法动态调节； 而所提方法能够做到实时有效的调整内功角，转速变化时可以快速调节，保证平均内 功角为0。