一种基于分段阈值的永磁同步电机无位置传感器控制方法
阅读说明：本技术 一种基于分段阈值的永磁同步电机无位置传感器控制方法 (Permanent magnet synchronous motor position sensorless control method based on segmentation threshold ) 是由 张荣标 杨铭刚 张业成 于 2021-07-13 设计创作，主要内容包括：本发明公开电机控制领域中的一种基于分段阈值的永磁同步电机无位置传感器控制方法,对当前速度进行分段处理,结合加速度和转换时间,判断出永磁同步电机的运行状态,在静止启动或低速运行状态时采用高频方波电压信号注入法,在中速或高速运行状态时采用限幅平均滤波观测法,通过将高频方波电压信号注入法与限幅平均滤波观测法相结合,不仅解决在静止启动、低速时反电动势法无法估算的问题,还解决中高速时高频方波电压信号注入法误差大的问题；采用傅里叶分解方法,将高频电流响应分解为正弦基波及高次谐波,有效地减小采样延迟等因素的影响；通过定子电流的误差来重构反电动势,采用限幅平均滤波代替传统的低通滤波法,减少相位滞后。(The invention discloses a permanent magnet synchronous motor position sensorless control method based on a segmented threshold value in the field of motor control, which comprises the steps of conducting segmented processing on the current speed, judging the running state of a permanent magnet synchronous motor by combining acceleration and conversion time, adopting a high-frequency square wave voltage signal injection method in the static starting or low-speed running state, adopting an amplitude-limiting average filtering observation method in the medium-speed or high-speed running state, and combining the high-frequency square wave voltage signal injection method with the amplitude-limiting average filtering observation method, so that the problem that a counter electromotive force method cannot estimate in the static starting and low-speed state is solved, and the problem that the error of the high-frequency square wave voltage signal injection method is large in the medium-high speed state is also solved; a Fourier decomposition method is adopted to decompose the high-frequency current response into sine fundamental waves and higher harmonics, so that the influence of factors such as sampling delay and the like is effectively reduced; the back electromotive force is reconstructed through the error of the stator current, and the traditional low-pass filtering method is replaced by amplitude limiting average filtering, so that the phase lag is reduced.)
技术领域
本发明涉及电机控制技术领域，具体是永磁同步电机的无位置传感器控制方法，应用于高性能机床控制、位置控制以及汽车传动等。
背景技术
永磁同步电机具有结构简单、响应速度快、运行效率高、转矩脉动小等优点，永磁同步电机的驱动系统是由电机、逆变器、控制器和传感器等几个部分构成，其中任何一个部分发生故障都可能对运行造成影响。为了降低故障，实现高性能的现场控制，准确捕获转子位置信息是必不可少的。永磁同步电机一般通过安装位置传感器获取实时的转子位置信息，完成对永磁同步电机的矢量控制。但是位置传感器对环境具有很强的敏感性，容易发生故障。有故障的位置传感器会造成电机运行不稳定、甚至失控。所以在故障状态下用无位置传感器控制代替位置传感器就显得十分重要。
中国专利申请号为201911063202.X的文献公开了一种永磁同步电机在中高速状态下的无位置传感器控制方法，主要利用滑模控制理论，通过对反电动势值估算，对永磁同步电机转子进行位置估计，从而完成无位置传感器控制。但是这种控制方法在永磁同步电机静止启动或低速时，由于反电动势太小无法估算，所以不能使用。为解决这一问题，中国专利申请号为201610954686.7的文献公开了一种永磁同步电机在低速状态下的无位置传感器控制方法，主要利用信号叠加原理，通过向电机中注入高频正弦电压信号进行位置检测，从而完成永磁同步电机低速时无位置传感器控制。但是该方法对采样点的准确度要求很高，当采样点受到影响发生偏移时，将会产生误差，并且要计算差分电流，会有采样延迟等因素的影响。中国专利申请号为201410625883.5的文献公开了一种永磁同步电机在中高速状态下的无位置传感器控制方法，主要利用电流角度检测法，通过检测旋转轴的电流角度误差来判断出永磁同步电机转子的实时位置，从而完成对永磁同步电机的无位置传感器控制。但是该方法需要低通滤波，有一定的相位滞后，得到的结果需要补偿并且过程复杂，系统运行响应速度慢。
发明内容
本发明的目的是为解决现有永磁同步电机无位置传感器控制技术存在的上述问题，提出一种永磁同步电机在任意速度下的基于分段阈值的无位置传感器控制方法。在永磁同步电机静止启动或低速时，采用不需要计算差分电流的高频方波电压信号注入法进行无位置传感器控制；在永磁同步电机中高速时，采用不需要进行角度补偿的限幅平均滤波观测法进行无位置传感器控制。
为实现上述目的，本发明一种基于分段阈值的永磁同步电机无位置传感器控制方法采用的技术方案是包括以下步骤：
步骤1)采集并计算出永磁同步电机的当前速度V与加速度a，对当前速度V进行分段处理，当0≤V≤Vm*30％为第一阶段，当Vm*30％<V<V额为第二阶段，计算出两个阶段的转换时间Vm是永磁同步电机的额定速度；
步骤2)结合加速度a和转换时间tm，判断出永磁同步电机在静止启动、低速、中速或高速这四种运行状态；
步骤3)当永磁同步电机在静止启动或低速运行状态时，采用高频方波电压信号注入法控制永磁同步电机；当永磁同步电机在中速或高速运行状态时，采用限幅平均滤波观测法控制永磁同步电机。
进一步地，步骤2)中，当永磁同步电机在第一阶段时，当a＝0或a<0时，或当a>0且0≤t<tm时，判断出永磁同步电机在静止启动或低速运行状态；当a>0且t≥tm时，判断出永磁同步电机在中速或高速运行状态。
进一步地，步骤2)中，当永磁同步电机在第二阶段时，当a＝0或a>0时，或a<0且0≤t<tm时，判断出永磁同步电机在中速或高速运行状态；当a<0且t≥tm时，判断出永磁同步电机在静止启动或低速运行状态。
进一步地，步骤3)中，所述的高频方波电压信号注入法是：
步骤(1)：建立永磁同步电机的估计转子旋转坐标系实际转子旋转坐标系dq与静止坐标系αβ，向估计旋转坐标系中注入高频方波电压得到注入高频方波电压信号后的定子电压udh，uqh和估计旋转坐标系轴上的高频电流
步骤(2)：对高频电流进行傅里叶分解，将傅里叶分解后的高频电流响应相反数与cos(ωx)相乘，经低通滤波得到含有位置误差信息的位置误差函数f(△θ)；
步骤(3)：将位置误差函数f(△θ)经PI调节到零，输出估计转子位置角度估计转子位置角度经过微分环节后得到永磁同步电机的估计速度
进一步地，步骤3)中，所述的高频方波电压信号注入法是：
步骤(1)：以定子电流误差作为滑模观测器的滑模面，为α、β轴的观测定子电流，iα、iβ为α、β轴的实际定子电流，根据滑模控制律得到扩展反电动势eα、eβ；
步骤(2)：将扩展反电动势eα、eβ经过限幅平均滤波后得到光滑的扩展反电动势
步骤(3)：光滑的扩展反电动势经反正切函数运算得出估计转子位置角度估计转子位置角度经过微分环节后得到永磁同步电机的估计速度
本发明与已有技术相比，具有如下优点：
1、本发明针对目前永磁同步电机无位置传感器控制只适用于特定的速度范围问题，通过对电机的运行状态进行分段，基于速度和加速度，让永磁同步电机可以在静止启动、低速与中高速之间进行平稳切换，永磁同步电机运行状态先分段再容错，有效解决了永磁同步电机无位置传感器控制的速度范围问题。
2、本发明针对现有高频方波信号注入法中计算差分电流所带来的非线性影响问题，采用了傅里叶分解的方法，将高频电流响应分解为正弦基波及高次谐波，有效地减小了采样延迟等因素的影响，用连续函数的变换得到转子位置信息，无需计算差分电流，有效地解决了由于采样频率高而带来的采样延迟等非线性因素的影响，可以增大无位置传感器控制系统的带宽，提高动态响应速度。
3、本发明提出的限幅平均滤波观测法，通过定子电流的误差来重构反电动势，采用限幅平均滤波代替了传统的低通滤波法，减少相位的滞后，避免相位滞后需要补偿以及系统响应慢的问题，从而提高了永磁同步电机无位置传感器控制的快速性和控制精度。
4、本发明通过将高频方波电压信号注入法与限幅平均滤波观测法相结合，不仅解决了永磁同步电机在静止启动、低速时反电动势法无法估算的问题，还解决了中高速时高频方波电压信号注入法误差大的问题，有效地提高了永磁同步电机无位置传感器控制的灵活性。
附图说明
图1是实现本发明所述的控制方法的控制系统连接示意图；
图2是本发明一种基于分段阈值的永磁同步电机无位置传感器控制方法的流程图；
图3是图2中对永磁同步电机速度进行分段处理直至选择高频方波电压信号注入法与限幅平均滤波观测法的控制流程图；
图4是图2中采用高频方波电压信号注入法时估计转子同步旋转坐标系与实际转子同步旋转坐标系之间的位置关系图；
图5是图2中采用高频方波电压信号注入法时提取估计旋转坐标系轴高频电流中的角度原理图；
图6是图2中采用的限幅平均滤波观测法的原理图；
附图中各部件的序号和名称：1、永磁同步电机；2、驱动模块；3、DSP28335控制器；4、处理器；5、可编程计数器。
具体实施方式
参见图1，实现本发明的控制系统与永磁同步电机1相连接，该控制系统包括驱动模块2、DSP28335控制器3、处理器4和可编程计数器5。驱动模块2与DSP28335控制器3双向连接实现通信，通过驱动模块2将220V交流电经过整流后输入永磁同步电机1，DSP28335控制器3发出开关管控制信号，用于驱动永磁同步电机1。可编程计数器5采集永磁同步电机1的转速，可编程计数器5的输出端连接处理器4，可编程计数器5中的转速脉冲信号通过导线传给处理器4，处理器4为Stm32处理器，处理器4对转速脉冲信号进行处理，通过转速信息计算出永磁同步电机1的当前速度V与加速度a，对当前速度V进行分段处理，再结合加速度a，得到电机的运行状态：即静止启动、低速、中速或高速这四种运行状态。针对中速或高速运行状态，输出对应的一组高电平“11”；针对静止启动或低速运行状态，输出对应的一组低电平“00”信号。处理器4的输出端连接DSP28335控制器3，处理器4将一组高电平“11”或一组低电平“00”信号发送给DSP28335控制器3。DSP28335控制器3根据传过来的电平信息选择不同的控制方法：如果是低电平“00”信号，采用高频方波电压信号注入法，把在高频方波电压信号注入法下得到的估计速度发送给驱动模块2；如果是高电平“11”，采用限幅平均滤波观测法，把在限幅平均滤波观测法下得到的估计速度发送给驱动模块2，从而控制永磁同步电机1。
参见图2和图3，处理器4对当前速度V进行分段处理时，综合速度、加速度来平稳过渡永磁同步电机1运行状态的变化。首先根据加速度a的正负信息，判断出永磁同步电机的加速状态：若a>0，则永磁同步电机处于加速运行的状态；若a＝0，永磁同步电机处于匀速运行的状态；若a<0，则永磁同步电机处于减速运行的状态。然后，根据永磁同步电机速度手册，以永磁同步电机额定速度Vm的30％为参考标准，当永磁同步电机的当前速度V大于额定速度Vm的30％时，电机在高速状态下运行；当永磁同步电机的当前速度V小于或者等于额定速度Vm的30％时，电机在低速状态下运行；当永磁同步电机的当前速度为0时，电机在静止启动的状态。因此，可根据永磁同步电机的当前速度V大小，将永磁同步电机的运行状态分为两个阶段：第一阶段其当前速度为：0≤V≤Vm*30％；第二阶段其当前速度为：Vm*30％<V<V额，则计算出永磁同步电机运行时，两个阶段的转换时间tm：
参见图2和图3所示，当处理器4根据当前速度V判断其运行在第一阶段时，并且，当a＝0时，说明永磁同步电机在匀速运行，不会进入到第二阶段，当a<0时，判断出永磁同步电机在减速运行，也不会进入到第二阶段；当a>0时，判断永磁同步电机在加速运行，再经过转换时间tm后便进入第二阶段。因此，当永磁同步电机在第一阶段时，并且有a＝0或者a<0时，判断电机处于静止启动或低速运行状态；当a>0，再结合转换时间tm，并且当0≤t<tm时，判断永磁同步电机处于静止启动或低速运行状态，t是永磁同步电机运行的当前时间。当永磁同步电机处于静止启动或低速运行状态时，处理器4发送低电平“00”给DSP28335控制器3，DSP28335控制器3采用高频方波电压信号注入法。当a>0，并且t≥tm时，则永磁同步电机处于中速或者高速运行状态，此时，处理器4发送高电平“11”信号给DSP28335控制器3，DSP28335控制器3采用限幅平均滤波观测法。
当处理器4根据当前速度V判断其运行在第二阶段时，并且，当a＝0时，判断永磁同步电机在匀速运行，不会进入到第一阶段；当a>0时，判断永磁同步电机在加速运行，也不会进入到第一阶段；当a<0时，判断永磁同步电机在减速运行，再经过转换时间tm后会进入第一阶段。永磁同步电机在第二阶段时，当a＝0或a>0时，判断其处于中速或高速运行状态；当a<0并且0≤t<tm时，永磁同步电机还是处于中高速运行状态，此时，处理器4发送高电平“11”信号给DSP28335控制器3，DSP28335控制器3采用限幅平均滤波观测法。当永磁同步电机在第二阶段时，当a<0，并且有t≥tm时，判断永磁同步电机处于静止启动或低速运行状态，此时，处理器4发送低电平“00”给DSP28335控制器3，DSP28335控制器3采用高频方波电压信号注入法。
参见图4所示，当采用高频方波电压信号注入法时，DSP28335控制板3建立永磁同步电机的估计转子旋转坐标系实际转子旋转坐标系dq与静止坐标系αβ，其中，估计转子旋转坐标系与静止坐标系αβ之间的角度为为估计转子位置角。实际转子旋转坐标系dq与静止坐标系αβ之间的角度为θ，θ为实际转子位置角。估计转子旋转坐标系与实际转子旋转坐标系dq之间的角度为△θ，△θ为转子估计误差角，则转子估计误差角永磁同步电机的实际转子旋转坐标系dq与静止坐标系αβ之间的角度θ准确地反映了永磁同步电机的运行位置，但是却不可以直接求解出，所以可通过调节转子估计误差角△θ为0求解出估计转子位置角从而间接地得到θ。
为了调节转子估计误差角△θ，向估计旋转坐标系中注入高频方波电压信号，该信号表示方式如下：
式中，为估计旋转坐标系中注入的高频方波电压，Vh为方波幅值，φspr为单位方波函数，其表达式为T为方波周期，x为注入方波时间，u(T)为注入方波时间x在方波周期T中的时间。
根据永磁同步电机的参数：定子电阻RS、实际转子旋转坐标轴d轴电感Ld、实际转子旋转坐标轴q轴电感Lq，得到注入高频方波电压信号后的定子电压如下：
式中，Zd＝Rs+jωLd，为实际d轴上的复阻抗，Zq＝Rs+jωLq，为实际q轴上的复阻抗，j为虚数单位，ω为角频率，udh为实际d轴的定子电压，uqh为实际q轴的定子电压，idh为实际d轴的定子电流，iqh为实际q轴的定子电流。
结合以及式(1)和式(2)，得到估计旋转坐标系轴上的高频电流为：
其中 为估计旋转坐标系轴上的高频电流，Vh为注入方波的幅值，φspr为单位方波函数。
参见图5，为提取估计旋转坐标系轴上的高频电流中的角度原理图。DSP28335控制器3先对高频电流进行傅里叶分解，运用傅里叶分解后可以得到如下：
其中为常数,△Zk＝j(2k+1)ω△L为实际d、q轴的复阻抗之差，Zdk＝Rs+j(2k+1)ωLd为实际d轴的复阻抗，Zqk＝Rs+j(2k+1)ωLq为实际q轴的复阻抗，为实际d轴的相位角，为实际q轴的相位角，ω为注入方波频率，△L为实际d、q轴电感之差，k＝0,1,2,......。
取傅里叶分解后的高频电流响应的相反数，将相反数与cos(ωx)相乘，再经过低通滤波器，得到含有位置误差信息的位置误差函数f(△θ)，当△θ很小时，sin(2△θ)≈2△θ：
式中，k1为不是0的常数，M为不是0的常数，LPF为低通滤波，Zd0为低频时实际d轴上的复阻抗，Zq0为低频时实际q轴上的复阻抗，Φd0为低频时实际d轴上的相位角，Φq0为低频时实际q轴上的相位角。
再通过PI调节器将位置误差函数f(△θ)调节到零，此时，PI调节器的输出为估计转子位置角度 将估计转子位置角度经过微分环节后得到永磁同步电机的估计速度将估计速度信息传给驱动模块2，由驱动模块2把估计速度下对应的电流信息传给永磁同步电机，从而完成对永磁同步电机1的无位置传感器控制。
参见图6所示的限幅平均滤波观测法原理图。DSP28335控制器3根据永磁同步电机的定子电流模型，将永磁同步电机的电压状态方程写成如式(6)所示的电流状态方程，作为滑模观测器的参照模型，如式(7)所示。iα、iβ和uα、uβ分别为α、β轴的实际定子电流与定子电压，eα和eβ分别为α、β轴的扩展反电动势，B为矩阵系数，Ld为永磁同步电机的电感，和vα、vβ分别为α、β轴的观测定子电流与观测扩展反电动势，
将观测定子电流模型与实际定子电流模型作差，得到如式(8)所示的定子电流误差方程，并且把定子电流误差作为滑模观测器的滑模面。和vα、vβ分别为α、β轴的观测定子电流与观测扩展反电动势：
通过实时校正设计的滑模观测器模型，使得观测器的定子电流和实际定子电流之间的误差为0，得到观测器扩展反电动势等于实际电机扩展反电动势，从而设计出如式(8)所示的状态观测器的滑模控制律。其中，k为不是0的常数，Sgn为符号函数。
最后，根据滑模控制律得到扩展反电动势eα、eβ信号，将扩展反电动势eα、eβ经过限幅平均滤波后得到光滑的扩展反电动势(和分别为α、β轴滤完波的扩展反电动势)，从而提高转子位置的估计精度。
所述的限幅平均滤波，其具体方法是：DSP28335控制器3分别采样两组n个扩展反电动势信号eα、eβ，n中大于等于1的自然数，n＝1,2,3,4....，并将这两组n个扩展反电动势的值分别取平均数作为两个信号的历史采样平均值，再设定好系统的最大采样偏差值后，DSP28335控制板3对扩展反电动势信号eα、eβ进行第(n+1)次采样。将第(n+1)次的采样值与历史采样平均值进行比较，若相差小于系统设定的最大采样偏差值，则本采样值有效；若相差大于系统设定的最大采样偏差值，则本次采样值无效，丢弃本次采样值，选取历史采样平均值作为本次采样值。将经过比较后的采样值送入队列中进行滑动-中位值平均滤波处理，从比较后的采样值中连续选取N(2≤N≤n)个值，把这N个值看成长度固定的一个队列，每当再采样到一个新数据时放入队尾，并扔掉原来队首的一次数据。然后再去掉队列中一个最大值和最小值，计算剩下的(N-2)个数据的算术平均值，作为最新的扩展反电动势信号输出。由于滑动-中位值平均滤波多次使用可使截止频率变小，即能够滤掉频率相对较高的高频信号，并且不会造成相位上的滞后。采用了二次滑动-中位值平均滤波，在第一次滑动-中位值平均滤波的基础上又进行了一次循环。最后，得到光滑的扩展反电动势
再将光滑的扩展反电动势经反正切函数运算，如式(9)所示，得出估计转子位置角度
最后将估计转子角度经过微分环节后得到永磁同步电机的估计速度将估计速度信息传给驱动模块2，由驱动模块2把估计速度下对应的电流信息传给永磁同步电机，从而完成对永磁同步电机的无位置传感器控制。
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