具体实施方式

图1和2的电机系统10由AC主电源12供电，并包括无刷电机14和控制系统16。尽管这里描述的实施例涉及由AC主电源12供电的无刷永磁电机，但应当理解，本文的教导也适用于由DC电源供电的无刷永磁电机，其中适当的修改对于本领域技术人员来说是显而易见的。

电机14包括相对于四极定子20旋转的四极永磁转子18。导线缠绕在定子20上，并且联接在一起(例如串联或并联)以形成单相绕组22。尽管这里描述的实施例涉及单相无刷永磁电机14，但应当理解，本文的教导也适用于多相例如三相无刷永磁电机，其中适当的修改对于本领域技术人员来说是显而易见的。

控制系统16包括整流器24、DC链路滤波器26、逆变器28、栅极驱动器模块30、主电源电压传感器32、电流传感器34、反EMF传感器36和控制器38。本领域技术人员将理解，这里的反EMF传感器36是控制器的一部分，并且确实可被认为包括在控制器36上运行的算法。

整流器24是全波桥D1-D4，其对AC主电源12的输出进行整流以提供DC链路电压。

DC链路滤波器26包括电容器C1，其平滑由逆变器28的切换产生的相对高频的纹波。

逆变器28包括四个功率开关Q1-Q4的全桥，功率开关将DC链路电压耦合到相绕组22。每个开关Q1-Q4包括续流二极管。

栅极驱动器模块30响应于从控制器38接收的控制信号来驱动开关Q1-Q4的断开和闭合。

主电源电压传感器32向控制器38以及向反EMF传感器36输出信号V_DC，其确定电机系统10在稳态模式下的操作条件，这将在下面更详细地讨论。

电流传感器34包括位于逆变器28低侧的感测电阻器R1。电流传感器34两端的电压作为电流感测信号I_SENSE输出到反EMF传感器36和控制器38。

反EMF传感器36产生数字信号BEMF，该信号被控制器38用于确定提供给栅极驱动器模块30的信号。

控制器38包括具有处理器的微控制器、存储设备和多个外围设备(例如ADC、比较器、定时器等)。存储设备存储由处理器执行的指令，以及由处理器使用的控制参数(例如电流限制、上升时间阈值、速度阈值、续流周期、提前周期、延迟周期、通电周期等)。

控制器38负责控制电机14的运行，并产生四个控制信号S1-S4，用于控制四个功率开关Q1-Q4中的每个。控制信号被输出到栅极驱动器模块30，作为响应，栅极驱动器模块30驱动开关Q1-Q4的断开和闭合。

图3总结了开关Q1-Q4响应于控制器38输出的控制信号S1-S4的允许状态。在下文中，术语“设置”和“清除”将用于表示信号在逻辑上分别被拉高和拉低，反之亦然。从图3可以看出，控制器38设置S1和S4并清除S2和S3，以便从左到右激励相绕组22。相反，控制器38设置S2和S3并清除S1和S4，以便从右到左激励相绕组22。控制器38清除S1和S3并设置S2和S4，以便续流相绕组22。续流使得相绕组22中的电流能够围绕逆变器28的低侧回路再循环。在本实施例中，功率开关Q1-Q4能够双向导通。因此，控制器38在续流期间闭合两个低侧开关Q2、Q4，使得电流流过开关Q2、Q4，而不是效率较低的二极管。可以想象，逆变器28可以包括仅在单个方向上导通的功率开关。在这种情况下，控制器38将清除S1、S2和S3并将S4设置成使相绕组22从左到右续流。控制器38然后将清除S1、S3和S4并设置S2，以便使相绕组22从右到左续流。逆变器28的低侧回路中的电流然后向下流过闭合的低侧开关(例如Q4)并向上流过断开的低侧开关(例如Q2)的二极管。

控制器38根据转子18的速度以三种模式之一运行。当转子18静止时，控制器38以启动模式运行，该模式仅用于启动转子18沿向前方向移动。一旦转子18向前移动，控制器38切换到加速模式。控制器38以加速模式运行，直到转子18的速度超过速度阈值，之后控制器38切换到稳态模式。在每个操作模式内，控制器38采用不同的方案来控制电机14，而不需要专用的转子传感器。

启动模式

当在启动模式下运行时，控制器38不试图确定转子18的位置。相反，控制器38以预定顺序激励相绕组22，这确保不管转子18已经停在的位置，转子18都沿向前方向被驱动。

启动模式的细节与本发明无关，为了简洁起见，这里不再描述。合适的启动模式可以是例如在PCT专利申请WO2013/132249中描述的启动模式。

加速模式

当在加速模式下操作时，控制器38需要知道转子18的位置，因此控制器38操作第一无传感器方案来确定转子18的位置。第一无传感器方案的细节与本发明无关，为了简洁起见，这里不再描述。合适的加速模式和第一无传感器控制方案例如可以是在PCT专利申请WO2013/132249中描述的加速模式和第一无传感器控制方案。

稳态模式

当在稳态模式下运行时，控制器38采用第二无传感器方案来确定转子18的位置，并且第二无传感器方案对应于根据本发明的方法。

图4中示意性地示出了根据本发明的方法，总体上用100表示。

方法100包括测量102在相绕组22激励期间流过相绕组22的瞬时相电流，以及测量103在相绕组22激励期间施加到相绕组22的平均DC电压。使用测量的瞬时相电流和测量的平均DC电压计算104在相绕组22中感应的反EMF的相位。使用在相绕组22中感应的反EMF的计算相位来确定106相绕组22中感应的反EMF的过零点。当在相绕组22中感应的反EMF处于过零点时，确定108转子18的对准位置。

方法100利用反EMF传感器36，并且如现在将要解释的，反EMF传感器36输出数字信号BEMF，其指示反EMF的过零点。

在没有任何显著饱和或显著性的情况下，相绕组22的电压方程可以表示为：

其中，E是在相绕组22中感应的反EMF，L是相绕组22的电感，I是流过相绕组22的瞬时相电流，R是相绕组22的电阻，V_PH是相绕组22两端的电压。电感L可以进一步分成相绕组22的自感(表示为L_s)和相绕组22的互感(表示为L_m)之差。

从图2中可以看出，并且如前所述，反EMF传感器36即控制器38从主电源电压传感器32接收信号V_DC，并且信号V_DC可被认为表示相绕组22两端的相电压V_PH。反EMF传感器36还接收来自电流传感器34的信号I_SENSE，该信号表示流过相绕组22的瞬时相电流。考虑到电流传感器34的性质，即感测电阻R1，信号I_SENSE在相绕组22的激励期间即当激励脉冲被传送到相绕组22时仅被输出到反EMF传感器36和控制器38。

当激励脉冲被传送到相绕组22时，使用相绕组22的电感L和电阻R(它们是已知的量)结合信号V_DC和I_SENSE，反EMF传感器36能够使用上述相绕组22的电压方程来计算瞬时反EMF的值。

可能的情况是，当相绕组被激励时，出现反EMF的过零点，在这种情况下，可以想象，瞬时反EMF的计算值可以用来指示反EMF的过零点。然而，在实践中，瞬时反EMF的计算值可能是不准确的，尤其是因为信号的噪声(其可能由电压方程的微分分量产生)。此外，这不允许以任何精度确定反EMF的过零点，其中过零点出现在相绕组未被激励时。因此，希望提供另一种方法来确定在相绕组22中感应的反EMF的过零点，本申请的发明人已经设计了这种方法，如现在将要描述的。

第一方法包括采用上述信号V_DC和I_SENSE，当激励脉冲被传送到相绕组22时，使用相绕组22的电压方程来计算瞬时反EMF的值，如上所述。瞬时反EMF值随后被积分以去除噪声，并被等效为表示在相绕组22中感应的反EMF的正弦波形，从而可以计算在相绕组22中感应的反EMF的相位。然后，该相位可以用于确定在相绕组22中感应的反EMF的过零点。

这些步骤大致类似于关于下面第二方法概述的步骤，但关键的是，这里对瞬时反EMF的计算值进行积分。对计算的瞬时反EMF的每个值进行积分可能是计算密集型的，这可能导致处理能力且因此尺寸和成本对于在实践中使用这种方法是困难的。

因此，本申请的发明人设计了第二方法，现在将对其进行描述，

积分反EMF方程会给出如下关系：

其中，-a和a分别是激励脉冲施加到相绕组22的开始和结束时的边界值。该方程可用于获得测量间隔内的估计反EMF积分，但该估计需要归一化。

在相绕组22中感应的反EMF也可以相当精确地由具有以下方程的正弦波形近似：

其中，E(t)为反EMF，A为反EMF的振幅，ω为反EMF的角频率，单位为弧度/秒，为反EMF的相位，单位为弧度。noise(t)表示反EMF信号中存在的任何噪声。

反EMF方程的噪声分量的积分接近于零，因此可以有效地忽略。

如果我们设定F_s是从-h到h的测量间隔内的采样频率，我们设定s是样本中的时间，t是以秒为单位的时间，使得s＝F_st，则根据测量的相电流和V_DC值计算的值bemf_int也可以写成样本中间隔[-h，h]上正弦反EMF波形的估计积分：

如果我们代入s＝(F_s/ω)x，那么我们得到：

可以看出，上面给出的积分的归一化常数是A.(F_s/ω)，其中F_s是采样频率。还可以观察到，积分极限是以弧度表示的反EMF的角度的测量间隔的一半。

振幅A线性地取决于电机速度，通常通过电机特定常数M_100K表示，M_100K是在100000RPM的速度下以伏特为单位的振幅。该常数取决于电机结构，随温度略微变化，并且可以通过电机14的再同步相位期间的特征来确定。振幅因此由以下给出：

其中，f_RPM是以RPM为单位的电机速度。

因此，反EMF积分的归一化常数变为：

表达式(60F_s)/(2·10⁵)等于四极电机在100000RPM下即在指定M常数的速度下每个电气周期的样本数。这可被认为是频率归一化因子，而M.10³可被认为是振幅归一化因子。

因此，可以看出，对于反EMF的振幅和频率的已知值，我们可以使用以下关系计算在相绕组22中感应的反EMF的相位：

对于单位振幅，周期为2π。

根据上面的反EMF方程的积分，我们知道：

然后，利用测量的瞬时相电流值、施加到相绕组的测量的平均电压值，并将分母的自变量转换为弧度，我们可以确定的值。然后通过应用反正弦函数获得相位

一旦相位已被计算104，存储在存储器中的给定转子速度的已知振幅和/或频率值，或者实际上给定转子速度的计算的振幅和/或频率值，可以与相位结合，以确定106在相绕组22中感应的反EMF的过零点，例如使用反EMF波形的表示。这种表示的示例相对于图5中的瞬时反EMF的假设计算值示出。瞬时反EMF的噪声假设计算值在图5中用200表示，拟合曲线段用204表示。

在相绕组中感应的反EMF的过零点对应于转子18的对准位置。然后，控制器38使用关于反EMF的过零点的信息以期望的方式对电机14的相绕组22进行换向，即相对于过零点提前换向、与过零点同步换向或相对于过零点延迟换向。

通过使用测量的瞬时相电流和测量的电压计算在相绕组22中感应的反EMF的相位，该信息然后可以与已知的振幅和频率结合使用，以提供在相绕组中感应的反EMF的波形的相对精确表示。然后，在相绕组中感应的反EMF的波形的表示可以用于确定在相绕组中感应的反EMF的过零点，并且因此当在相绕组中感应的反EMF处于过零点时确定转子的对准位置。

方法100能够确定过零点，其中它们位于相绕组的激励周期之外。特别地，通过以上述方式利用在相绕组中感应的反EMF的表示，可以确定过零点，而不管它们是否位于相绕组的激励周期之内。相对于例如转子位置由硬件确定的布置，这能够在更宽的功率范围内实现有效操作。特别地，相对于根据本发明第一方面的方法控制的电机，其中过零点只能在激励周期期间确定的电机对于给定功率可能具有较低的运行效率，因为位于激励周期之外的过零点不能以任何精度确定，导致低效的换向。

方法100使用软件而不是使用硬件来执行。因此，实现方法100的控制系统的部件数量和/或总成本可以降低，例如相对于使用硬件预测或计算反EMF的过零点的方案。