阅读说明：本技术 滤波器装置、高频前端电路、以及通信装置 (Filter device, high-frequency front-end circuit, and communication device ) 是由 野阪浩司 于 2018-11-07 设计创作，主要内容包括：降低滤波器装置的通带的插入损耗。本发明的一个实施方式涉及的滤波器装置(1)具备第1端子(T1)及第2端子(T2)、和第1滤波器(FLT1)及第2滤波器(FLT2)。第1滤波器(FLT1)及第2滤波器(FLT2)在第1端子(T1)与第2端子(T2)之间并联地配置。第1滤波器(FLT1)包含多个串联臂谐振器。多个串联臂谐振器串联地配置在从第1端子(T1)经由第1滤波器(FLT1)到达第2端子(T2)的路径。多个串联臂谐振器包含第1串联臂谐振器(s11)及第2串联臂谐振器(s12)。在将各串联臂谐振器的反谐振频率与谐振频率之差除以谐振频率而得到的值定义为相对带宽的情况下,第1串联臂谐振器(s11)的第1相对带宽与第2串联臂谐振器(s12)的第2相对带宽不同。(The insertion loss of the pass band of the filter arrangement is reduced. A filter device (1) according to one embodiment of the present invention includes a 1 st terminal (T1) and a 2 nd terminal (T2), and a 1 st filter (FLT1) and a 2 nd filter (FLT 2). The 1 st filter (FLT1) and the 2 nd filter (FLT2) are arranged in parallel between the 1 st terminal (T1) and the 2 nd terminal (T2). The 1 st filter (FLT1) includes a plurality of series-arm resonators. The plurality of series-arm resonators are arranged in series on a path from the 1 st terminal (T1) to the 2 nd terminal (T2) via the 1 st filter (FLT 1). The plurality of series-arm resonators include a 1 st series-arm resonator (s11) and a 2 nd series-arm resonator (s 12). When a value obtained by dividing the difference between the anti-resonance frequency and the resonance frequency of each series-arm resonator by the resonance frequency is defined as a relative bandwidth, the 1 st relative bandwidth of the 1 st series-arm resonator (s11) is different from the 2 nd relative bandwidth of the 2 nd series-arm resonator (s 12).)

滤波器装置、高频前端电路、以及通信装置

技术领域

本发明涉及滤波器装置、高频前端电路、以及通信装置。

背景技术

以往，已知有通过将通带不同的两个滤波器并联地配置从而实现了通带的宽带化的滤波器装置。例如，在日本特开2008-160629号公报(专利文献1)公开的无线接收电路中，并联地配置了通带不同的两个带通滤波器，实现了通带的宽带化。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2008-160629号公报

发明内容

发明要解决的课题

设如专利文献1公开的无线接收电路那样通过并联地配置第1滤波器和第2滤波器从而形成了滤波器装置的通带。第2滤波器的通带的中心频率比第1滤波器的通带的中心频率高。即，在滤波器装置的通带之中，比中心频率低的频带(低频侧)主要由第1滤波器(低频侧滤波器)形成，比该中心频率高的频带(高频侧)主要由第2滤波器(高频侧滤波器)形成。

若高频侧滤波器的通带中的低频侧滤波器的衰减量或低频侧滤波器的通带中的高频侧滤波器的衰减量小，则滤波器装置的通带的***损耗变大。

但是，在专利文献1公开的无线接收电路中，关于高频侧滤波器的通带中的低频侧滤波器的高衰减化、以及低频侧滤波器的通带中的高频侧滤波器的高衰减化，均未考虑。

本发明是为了解决如上所述的课题而完成的，其目的在于，降低滤波器装置的通带的***损耗。

用于解决课题的技术方案

本发明的一个实施方式涉及的滤波器装置具有第1通带。滤波器装置具备第1端子以及第2端子、和第1滤波器以及第2滤波器。第1滤波器以及第2滤波器在第1端子与第2端子之间并联地配置。第1通带包含第1滤波器的第2通带的至少一部分。第1通带包含第2滤波器的第3通带的至少一部分。第2通带比第1通带窄。第3通带比第1通带窄。第3通带的中心频率比第2通带的中心频率高。第1滤波器包含多个串联臂谐振器。多个串联臂谐振器串联地配置在从第1端子经由第1滤波器到达第2端子的路径。多个串联臂谐振器包含第1串联臂谐振器以及第2串联臂谐振器。在将各串联臂谐振器的反谐振频率与谐振频率之差除以谐振频率而得到的值定义为相对带宽的情况下，第1串联臂谐振器的第1相对带宽与第2串联臂谐振器的第2相对带宽不同。

根据基于本发明的一个实施方式的滤波器装置，通过第1滤波器包含相对带宽不同的串联臂谐振器，从而能够降低滤波器装置的通带的高频端的***损耗。

本发明的另一个实施方式涉及的滤波器装置具有第1通带。滤波器装置具备第1端子以及第2端子、和第1滤波器以及第2滤波器。第1滤波器以及第2滤波器在第1端子与第2端子之间并联地配置。第1通带包含第1滤波器的第2通带的至少一部分。第1通带包含第2滤波器的第3通带的至少一部分。第2通带比第1通带窄。第3通带比第1通带窄。第3通带的中心频率比第2通带的中心频率高。第2滤波器包含第1并联臂谐振器以及第2并联臂谐振器。第1并联臂谐振器配置在接地点与从第1端子经由第2滤波器到达第2端子的路径上的第1连接点之间。第2并联臂谐振器配置在接地点与从第1端子经由第2滤波器到达第2端子的路径上的不同于第1连接点的第2连接点之间。在将各并联臂谐振器的反谐振频率与谐振频率之差除以谐振频率而得到的值定义为相对带宽的情况下，第1并联臂谐振器的相对带宽与第2并联臂谐振器的相对带宽不同。

根据基于本发明的另一个实施方式的滤波器装置，通过第2滤波器包含相对带宽不同的并联臂谐振器，从而能够降低滤波器装置的通带的低频端的***损耗。

发明效果

根据本发明涉及的滤波器装置，能够降低滤波器装置的通带的***损耗。

附图说明

图1是实施方式涉及的滤波器装置的电路结构图。

图2是示出图1的滤波器装置的第1通带、以及低频侧滤波器、高频侧滤波器各自的第2通带、第3通带的关系的图。

图3是示出实施方式涉及的弹性波谐振器的谐振频率与相对带宽的关系的图表。

图4是具体地示出图1的低频侧滤波器以及高频侧滤波器的结构的电路结构图。

图5是一并示出实施方式1中的低频侧滤波器的通过特性和低频侧滤波器中包含的谐振器的阻抗特性的图。

图6是一并示出比较例1中的低频侧滤波器的通过特性和低频侧滤波器中包含的谐振器的阻抗特性的图。

图7是一并示出实施方式1以及比较例1涉及的滤波器装置的通过特性和低频侧滤波器的通过特性的图。

图8是实施方式1的变形例涉及的滤波器装置的电路结构图。

图9是一并示出实施方式2中的高频侧滤波器的通过特性和高频侧滤波器中包含的谐振器的阻抗特性的图。

图10是一并示出比较例1中的高频侧滤波器的通过特性和高频侧滤波器中包含的谐振器的阻抗特性的图。

图11是一并示出实施方式2以及比较例1涉及的滤波器装置的通过特性和高频侧滤波器的通过特性的图。

图12是实施方式3涉及的滤波器装置的电路结构图。

图13是一并示出实施方式3以及比较例2涉及的滤波器装置的通过特性和低频侧滤波器的通过特性的图。

图14是一并示出实施方式4以及比较例2涉及的滤波器装置的通过特性和低频侧滤波器的通过特性的图。

图15是一并示出使弹性波谐振器的静电电容变化的情况下的、该弹性波谐振器的阻抗特性的变化以及反射特性的图。

图16是一并示出实施方式3以及实施方式4的串联臂谐振器的阻抗特性以及反射特性的图。

图17是一并示出实施方式3以及实施方式4的串联臂谐振器的阻抗特性以及反射特性的图。

图18是示出实施方式3的低频侧滤波器的反射特性以及实施方式4的低频侧滤波器的反射特性的图。

图19是一并示出实施方式3以及实施方式4涉及的滤波器装置的通过特性和低频侧滤波器的通过特性的图。

图20是实施方式4的变形例涉及的滤波器装置的电路结构图。

图21是实施方式5涉及的滤波器装置的电路结构图。

图22是示出图21的滤波器装置的模块结构的一个例子的图。

图23是一并示出图21的滤波器装置的通过特性和示出各开关的导通状态的表的图表。

图24是实施方式6涉及的通信装置的结构图。

图25是实施方式6的变形例涉及的滤波器装置的电路结构图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细地说明。另外，对图中相同或相应部分标注相同的附图标记，原则上不再重复其说明。

图1是实施方式涉及的滤波器装置1的电路结构图。如图1所示，滤波器装置1具备滤波器FLT1(第1滤波器)、滤波器FLT2(第2滤波器)、输入输出端子T1(第1端子)、以及输入输出端子T2(第2端子)。滤波器FLT1以及FLT2在输入输出端子T1与T2之间并联地连接。具体地，滤波器FLT1的一个端子与输入输出端子T1连接，滤波器FLT1的另一个端子与输入输出端子T2连接。此外，滤波器FLT2的一个端子与输入输出端子T1连接，滤波器FLT2的另一个端子与输入输出端子T2连接。

滤波器FLT1以及FLT2各自作为串联臂谐振器以及并联臂谐振器而包含弹性波谐振器。弹性波谐振器例如为声表面波(SAW：Surface Acoustic Wave)谐振器、体弹性波(BAW：Bulk Acoustic Wave，体声波)谐振器、FBAR(Film Bulk Acoustic Wave Resonator，薄膜体声波谐振器)、或SM(Solidly Mounted，固态安装)谐振器。另外，在实施方式1中，高频侧滤波器FLT2也可以是由LC谐振电路形成的LC滤波器。

图2是示出图1的滤波器装置1的通带PB1(第1通带)、以及滤波器FLT1、FLT2各自的通带PB2(第2通带)、通带PB3(第3通带)的关系的图。在图2中，频率Cf1～Cf3为通带PB1～PB3各自的中心频率。另外，所谓通带，是***损耗的范围收纳在***损耗的最小值以上且该最小值相加3dB而得到的值以下的范围内的任意的连续的频带。

如图2所示，通带PB1包含通带PB2的一部分以及通带PB3的一部分。通带PB2比通带PB1窄。通带PB3比通带PB1窄。通带PB3的中心频率Cf3比通带PB2的中心频率Cf2高。在通带PB1之中，比中心频率Cf1低的频带主要由滤波器FLT1形成，比中心频率Cf1高的频带主要由滤波器FLT2形成。滤波器FLT1是形成通带PB2的滤波器，称为低频侧滤波器。滤波器FLT2是形成通带PB3的滤波器，称为高频侧滤波器。

在通带PB3中，滤波器FLT1的衰减量越大，在滤波器FLT1中消耗的信号越减少，通过滤波器FLT2的信号越增加。其结果是，通带PB1的最高的频率(高频端)处的滤波器装置1的***损耗降低。

此外，在通带PB2中，滤波器FLT2的衰减量越大，在滤波器FLT2中消耗的信号越减少，通过滤波器FLT1的信号越增加。其结果是，通带PB1的最低的频率(低频端)处的滤波器装置1的***损耗降低。

在通带PB3中，滤波器FLT1的衰减极在滤波器FLT1中包含的串联臂谐振器的反谐振频率附近产生。因此，通过在滤波器FLT1具有多个串联臂谐振器，从而能够形成通带PB3附近的滤波器FLT1的多个衰减极。进而，通过使滤波器FLT1中的多个串联臂谐振器的反谐振频率的频率差变大，从而能够使通带PB3附近的滤波器FLT1的多个衰减极的频率差变大，能够拓宽衰减带宽。因而，能够使通带PB3中的滤波器FLT1的衰减量变大。

此外，在通带PB2中，滤波器FLT2的衰减极在滤波器FLT2中包含的并联臂谐振器的谐振频率附近产生。因此，通过在滤波器FLT2具有多个并联臂谐振器，从而能够形成通带PB2附近的滤波器FLT2的多个衰减极。进而，通过使滤波器FLT2中的多个并联臂谐振器的谐振频率的频率差变大，从而能够使通带PB2附近的滤波器FLT2的多个衰减极的频率差变大，能够拓宽衰减带宽。因而，能够使通带PB2中的滤波器FLT2的衰减量变大。

另外，构成串联臂谐振器以及并联臂谐振器的弹性波谐振器的阻抗在反谐振频率处成为极大，在谐振频率处成为极小。

因此，在实施方式1中，使构成低频侧滤波器的多个串联臂谐振器包含相对带宽不同的两个串联臂谐振器而使反谐振频率错开，由此，在高频侧滤波器的通带中使低频侧滤波器的两个衰减极的频率差变大。其结果是，在高频侧滤波器的通带中低频侧滤波器的衰减量变大，能够降低滤波器装置的通带的高频端的***损耗。

此外，在实施方式2中，使构成高频侧滤波器的多个并联臂谐振器包含相对带宽不同的两个并联臂谐振器而使谐振频率错开，由此，在低频侧滤波器的通带中使高频侧滤波器的两个衰减极的频率差变大。其结果是，在低频侧滤波器的通带中高频侧滤波器的衰减量变大，能够降低滤波器装置的通带的低频端处的***损耗。

另外，在实施方式中，所谓相对带宽，是将串联臂谐振器或并联臂谐振器的反谐振频率与谐振频率之差除以谐振频率而得到的百分率(％)。

图3是示出一般的弹性波谐振器的谐振频率fr与相对带宽BWR的关系的图表。若使谐振频率fr变化，则相对带宽BWR变化。在使用多个弹性波谐振器来构成一般的滤波器装置的情况下，多个弹性波谐振器的谐振频率fr的频率差为大致100MHz以下。如图3所示，若使谐振频率fr变化100MHz，则相对带宽BWR变化0.7％左右。因此，以下，在两个相对带宽之差为0.8％以上的情况下，设为该两个相对带宽不同。在两个相对带宽之差不足0.8％的情况下，设为该两个相对带宽相等。

在弹性波谐振器为SAW谐振器的情况下，通过在梳齿电极与具有压电性的基板之间设置包含绝缘体或电介质的第1调整膜并改变该第1调整膜的膜厚，从而能够改变弹性波谐振器的相对带宽。另外，在没有第1调整膜的情况下，相对带宽最大，第1调整膜的膜厚越厚，相对带宽变得越小。此外，通过设置包含绝缘体或电介质的第2调整膜以使得覆盖梳齿电极，并改变第2调整膜的膜厚，从而能够改变SAW谐振器的相对带宽。另外，在没有第2调整膜的情况下，相对带宽最大，第2调整膜的膜厚越厚，相对带宽变得越小。

在弹性波谐振器为BAW谐振器的情况下，通过变更对置的电极间的压电体的材料，从而能够改变相对带宽。

[实施方式1]

在实施方式1中，对在构成低频侧滤波器的多个串联臂谐振器中包含相对带宽不同的两个串联臂谐振器的情况进行说明。图4是具体地示出图1的滤波器FLT1以及FLT2的结构的电路结构图。另外，后面说明的比较例1涉及的滤波器装置100、以及实施方式2涉及的滤波器装置2的电路结构也是图4所示的电路结构。

如图4所示，滤波器FLT1包含多个串联臂谐振器s11、s12和并联臂谐振器p11。串联臂谐振器s11(第1串联臂谐振器)以及串联臂谐振器s12(第2串联臂谐振器)在输入输出端子T1与T2之间串联地连接。并联臂谐振器p11连接在接地点与串联臂谐振器s11和s12的连接点之间。

滤波器FLT2包含移相器PS1(第1移相器)、移相器PS2(第2移相器)、以及滤波器电路AS1。移相器PS1连接在滤波器电路AS1与输入输出端子T1之间。移相器PS2连接在滤波器电路AS1与输入输出端子T2之间。

滤波器电路AS1包含串联臂谐振器s21和并联臂谐振器p21、p22。串联臂谐振器s21连接在移相器PS1与PS2之间。并联臂谐振器p21连接在接地点与移相器PS1和串联臂谐振器s21的连接点之间。并联臂谐振器p22连接在接地点与移相器PS2和串联臂谐振器s21的连接点之间。移相器PS1、PS2构成为使滤波器FLT1的通带PB2中的滤波器FLT2的阻抗增加。

在以下的表1中示出滤波器装置1中的串联臂谐振器s11、s12、并联臂谐振器p11、串联臂谐振器s21、以及并联臂谐振器p21、p22各自的谐振频率fr、反谐振频率fa、相对带宽BWR、静电电容。

[表1]

如表1所示，滤波器装置1中的串联臂谐振器s11与s12的谐振频率fr之差为11MHz，相对于此，反谐振频率fa之差为40.8MHz。反谐振频率fa之差比谐振频率fr之差大4倍左右。在滤波器装置1中，主要通过使串联臂谐振器s11、s12的反谐振频率fa错开，由此使滤波器装置1中的串联臂谐振器s11的相对带宽BWR(第1带宽)比串联臂谐振器s12的相对带宽BWR(第2带宽)大。

图5是一并示出实施方式1中的低频侧滤波器FLT1的通过特性(***损耗以及衰减量的频率特性)和低频侧滤波器FLT1中包含的谐振器s11、s12、p11的阻抗特性的图。图5的(a)是示出实施方式1中的低频侧滤波器FLT1的通过特性的图。图5的(b)是一并示出实施方式1中的低频侧滤波器FLT1中包含的串联臂谐振器s11、s12、以及并联臂谐振器p11的阻抗特性的图。另外，所谓“滤波器的通过特性”，是滤波器单体的通过特性，是将滤波器从其它电路分离的情况下的通过特性。另外，所谓“谐振器的阻抗特性”，是谐振器单体的阻抗特性，是将谐振器从其它电路分离的情况下的阻抗特性。

一并参照图5以及表1，如图5的(a)所示，在滤波器FLT1的通过特性中，在通带PB3附近，在串联臂谐振器s11以及s12的各反谐振频率附近产生了衰减极。串联臂谐振器s11以及s12的各反谐振频率错开了40.8MHz，因此产生衰减极的频带也是与串联臂谐振器s11和s12的反谐振频率之差相同的程度。

接着，对比较例1涉及的滤波器装置100进行说明。滤波器装置100的电路结构与图4所示的电路结构相同。在以下的表2中示出滤波器装置100中的串联臂谐振器s11、s12、并联臂谐振器p11、串联臂谐振器s21、以及并联臂谐振器p21、p22各自的谐振频率fr、反谐振频率fa、相对带宽BWR、静电电容。

[表2]

如表2所示，在滤波器装置100中，串联臂谐振器s11以及s12的谐振频率fr以及反谐振频率fa大致相等，因此串联臂谐振器s11的相对带宽BWR与串联臂谐振器s12的相对带宽BWR相等。

图6是一并示出比较例1中的低频侧滤波器FLT1的通过特性和低频侧滤波器FLT1中包含的谐振器s11、s12、p11的阻抗特性的图。图6的(a)是示出比较例1中的低频侧滤波器FLT1的通过特性的图。图6的(b)是一并示出比较例1中的低频侧滤波器FLT1中包含的串联臂谐振器s11、s12、以及并联臂谐振器p21的阻抗特性的图。

一并参照图6以及表2，如图6的(a)所示，在滤波器FLT1的通过特性中，在通带PB3附近，在串联臂谐振器s11以及s12的各反谐振频率附近产生了衰减极。串联臂谐振器s11以及s12的各反谐振频率大致相同，因此与实施方式1相比，衰减极集中在窄的频带。

接着，进行实施方式1和比较例1的比较。图7是一并示出实施方式1以及比较例1涉及的滤波器装置的通过特性和低频侧滤波器的通过特性的图。图7的(a)是一并示出滤波器装置1的通过特性(实线)以及滤波器装置100的通过特性(虚线)的图。图7的(b)是一并示出图5的(a)所示的实施方式1中的滤波器FLT1的通过特性(实线)、以及图6的(a)所示的比较例1中的滤波器FLT1的通过特性(虚线)的图。

如图7的(b)所示，在实施方式1中，形成在通带PB3附近的、滤波器FLT1的两个衰减极的频率差大于比较例1，通带PB3中的衰减量大。因此，如图7的(a)所示，在通带PB1的高频端，滤波器装置1的***损耗比滤波器装置100的***损耗小。

[实施方式1的变形例]

实施方式1涉及的滤波器装置的通带也可以是可变的。图8是实施方式1的变形例涉及的滤波器装置1A的电路结构图。滤波器装置1A的结构是在图4的滤波器装置1的结构中添加了开关SW1～SW4的结构。除此以外的结构相同，因此不再重复说明。

如图8所示，开关SW1(第2开关)连接在输入输出端子T1与滤波器FLT1之间。开关SW2(第3开关)连接在输入输出端子T2与滤波器FLT1之间。开关SW3(第4开关)连接在输入输出端子T1与滤波器FLT2之间。开关SW4(第5开关)连接在输入输出端子T2与滤波器FLT2之间。开关SW1以及SW2的导通状态(接通或断开)同步。开关SW3以及SW4的导通状态同步。

开关SW1～SW4例如可根据来自未图示的RF信号处理电路(RFIC：Radio FrequencyIntegrated Circuit，射频集成电路)中包含的控制电路的控制信号来切换导通状态。该控制电路也可以与RFIC独立地设置。

在开关SW1以及SW2的导通状态为接通且开关SW3以及SW4的导通状态为断开的情况下，滤波器装置1A的通带成为滤波器FLT1的通带PB2。在开关SW1以及SW2的导通状态为断开且开关SW3以及SW4的导通状态为接通的情况下，滤波器装置1A的通带成为滤波器FLT2的通带PB3。在开关SW1～SW4的导通状态为接通的情况下，滤波器装置1A的通带成为PB1。

为了使实施方式1涉及的滤波器装置的通带可变，并非需要开关SW1～SW4的全部。例如，能够通过具备开关SW1、SW2或开关SW3、SW4的一个组合，由此使滤波器装置的通带可变。

在具备开关SW1以及SW2而不具备开关SW3以及SW4的情况下，在开关SW1、SW2为接通时，滤波器装置的通带成为PB1。在开关SW1、SW2为断开时，滤波器装置的通带成为滤波器FLT2的通带PB3。

在不具备开关SW1以及SW2而具备开关SW3以及SW4的情况下，在开关SW3、SW4为接通时，滤波器装置的通带成为PB1。在开关SW3、SW4为断开时，滤波器装置的通带成为滤波器FLT1的通带PB2。

以上，根据实施方式1以及变形例涉及的滤波器装置，能够降低通带的***损耗。

[实施方式2]

在实施方式2中，对在构成高频侧滤波器的多个并联臂谐振器中包含相对带宽不同的两个并联臂谐振器的情况进行说明。实施方式2涉及的滤波器装置2的电路结构与图4所示的电路结构相同。另外，在实施方式2中，低频侧滤波器FLT1也可以是由LC谐振电路形成的LC滤波器。

在以下的表3中示出滤波器装置2中的串联臂谐振器s11、s12、并联臂谐振器p11、串联臂谐振器s21、以及并联臂谐振器p21、p22各自的谐振频率fr、反谐振频率fa、相对带宽BWR、静电电容。

[表3]

如表3所示，滤波器装置2中的多个并联臂谐振器p21、s22的反谐振频率fa之差为0.9MHz，相对于此，谐振频率fr之差为53.6MHz。谐振频率fr之差比反谐振频率fa之差大6倍左右。在滤波器装置2中，主要通过使并联臂谐振器p21(第1并联臂谐振器)、并联臂谐振器p22(第2并联臂谐振器)的谐振频率fr错开，由此使滤波器装置2中的并联臂谐振器p21的相对带宽BWR(第4带宽)比并联臂谐振器p22的相对带宽BWR(第5带宽)大。

图9是一并示出实施方式2中的高频侧滤波器FLT2的通过特性和高频侧滤波器FLT2中包含的谐振器s21、s22、p21的阻抗特性的图。图9的(a)是示出实施方式2中的高频侧滤波器FLT2的通过特性的图。图9的(b)是一并示出实施方式2中的高频侧滤波器FLT2中包含的串联臂谐振器s21、以及并联臂谐振器p21、p22的阻抗特性的图。

一并参照图9以及表1，如图9的(a)所示，在滤波器FLT2的通过特性中，在通带PB2附近，在并联臂谐振器p21以及p22的各谐振频率附近产生了衰减极。并联臂谐振器p21以及p22的各反谐振频率错开了53.6MHz，因此产生衰减极的频带也是与并联臂谐振器p21和p22的谐振频率之差相同的程度。

再次参照表2，在滤波器装置100中，并联臂谐振器p21以及p22的谐振频率fr以及反谐振频率fa大致相等，因此并联臂谐振器p21的相对带宽BWR与并联臂谐振器p22的相对带宽BWR相等。

图10是一并示出比较例1中的高频侧滤波器FLT2的通过特性和高频侧滤波器FLT2中包含的谐振器s21、p21、p22的阻抗特性的图。图10的(a)是示出比较例1中的高频侧滤波器FLT2的通过特性的图。图10的(b)是一并示出比较例1中的高频侧滤波器FLT2中包含的串联臂谐振器s21、以及并联臂谐振器p21、p22的阻抗特性的图。

一并参照图10以及表2，如图10的(a)所示，在滤波器FLT2的通过特性中，在通带PB1的低频侧，在并联臂谐振器p21以及p22的各谐振频率附近产生了衰减极。并联臂谐振器p21以及p22的各谐振频率大致相同，因此与实施方式2相比，衰减极集中在窄的频带。

接着，进行实施方式2和比较例1的比较。图11是一并示出实施方式2以及比较例1涉及的滤波器装置的通过特性和高频侧滤波器的通过特性的图。图11的(a)是一并示出滤波器装置2的通过特性(实线)以及滤波器装置100的通过特性(虚线)的图。图11的(b)是一并示出图9的(a)所示的实施方式2中的滤波器FLT2的通过特性(实线)、以及图10的(a)所示的比较例1中的滤波器FLT2的通过特性(虚线)的图。

如图11的(b)所示，在实施方式2中，形成在通带PB2附近的低频侧的、滤波器FLT2的两个衰减极的频率差大于比较例1，通带PB2中的衰减量大。因此，如图11的(a)所示，在通带PB1的低频端，滤波器装置2的***损耗比滤波器装置100的***损耗小。

以上，根据实施方式2涉及的滤波器装置，能够降低通带的***损耗。

[实施方式3以及实施方式4]

关于弹性波谐振器，该弹性波谐振器中的阻带的高频端的频率在比反谐振频率高的频率处产生，在比阻带的高频端的频率高的频率处，该弹性波谐振器的反射系数变得比反谐振频率fa处的反射系数小。这是因为，由于弹性波谐振器中的体波泄漏到弹性波谐振器的外部(将其称为“体波损耗”)而反射损耗变大，由此该弹性波谐振器的Q特性变差。

此外，反谐振频率越高，越能够提高产生体波损耗的频率。即，通过使弹性波谐振器的相对带宽变大，从而能够使反谐振频率与谐振频率之差变大，并且能够使产生体波损耗的频率(阻带的高频端的频率)与谐振频率之差变大。

因此，若低频侧滤波器中的体波损耗变大，则高频侧滤波器的通带的***损耗增大，滤波器装置的通带内的***损耗增大。进而，关于低频侧滤波器的最靠近输入输出端子的谐振器，在高频侧滤波器的通带中，在低频侧滤波器内阻抗相对低，对滤波器装置的通带的***损耗的影响大。

因此，在实施方式3、实施方式4中，着眼于最靠近输入输出端子的谐振器。首先，在实施方式3中，对最靠近输入输出端子的串联臂谐振器(两端的串联臂谐振器)的相对带宽比配置在两端的串联臂谐振器之间的串联臂谐振器的相对带宽小的情况进行说明，表示可得到本发明的效果。接着，在实施方式4中，对两端的串联臂谐振器的相对带宽比配置在两端的串联臂谐振器之间的串联臂谐振器的相对带宽大的情况进行说明，表示在体波损耗的降低这样的观点上比实施方式3更有效。

[实施方式3]

图12是实施方式3涉及的滤波器装置3的电路结构图。滤波器装置3的结构是图4的滤波器FLT1、FLT2分别被置换为滤波器FLT31、FLT32的结构。另外，在后面参照的比较例2涉及的滤波器装置200、以及实施方式4涉及的滤波器装置4的电路结构也与图12所示的电路结构相同。

如图12所示，滤波器FLT31除了图4的滤波器FLT1的结构以外，还进一步包含串联臂谐振器s13(第2串联臂谐振器)、串联臂谐振器s14(第3串联臂谐振器)、以及并联臂谐振器p12、p13。

多个串联臂谐振器s11～s14在输入输出端子T1与T2之间将串联臂谐振器s11以及s14作为两端而串联地连接。在串联臂谐振器s11～s14之中，串联臂谐振器s11最靠近输入输出端子T1，串联臂谐振器s14最靠近输入输出端子T2。

并联臂谐振器p12连接在接地点与串联臂谐振器s12和s13的连接点之间。并联臂谐振器p13连接在接地点与串联臂谐振器s13和s14的连接点之间。

滤波器FLT32代替图4的滤波器电路AS1而包含滤波器电路AS3。滤波器电路AS3除了滤波器电路AS1的结构以外，还进一步包含串联臂谐振器s22和并联臂谐振器p23。

串联臂谐振器s21、s22在移相器PS1与PS2之间串联地连接。并联臂谐振器p22连接在接地点与串联臂谐振器s21和s22的连接点之间。并联臂谐振器p23连接在接地点与移相器PS2和串联臂谐振器s22的连接点之间。

在以下的表4中示出滤波器装置3中的串联臂谐振器s11～s14、并联臂谐振器p11～p13、串联臂谐振器s21、s22、以及并联臂谐振器p21～p23各自的谐振频率fr、反谐振频率fa、相对带宽BWR、静电电容。如表4所示，滤波器装置3中的串联臂谐振器s11的相对带宽BWR(第1带宽)以及串联臂谐振器s14的相对带宽BWR(第3带宽)比串联臂谐振器s12、s13的相对带宽BWR(第2带宽)小。

[表4]

在以下的表5中示出比较例2涉及的滤波器装置200中的串联臂谐振器s11～s14、并联臂谐振器p11～p13、串联臂谐振器s21、s22、以及并联臂谐振器p21～p23各自的谐振频率fr、反谐振频率fa、相对带宽BWR、静电电容。如表5所示，滤波器装置200中的串联臂谐振器s11～s14的各相对带宽相等。

[表5]

接着，进行实施方式3和比较例2的比较。图13是一并示出实施方式3以及比较例2涉及的滤波器装置的通过特性和低频侧滤波器的通过特性的图。图13的(a)是一并示出滤波器装置3的通过特性(实线)以及滤波器装置200的通过特性(虚线)的图。图13的(b)是一并示出实施方式3中的滤波器FLT31的通过特性(实线)、以及比较例2中的滤波器FLT31的通过特性(虚线)的图。

如图13的(b)所示，在实施方式3中，形成在通带PB1的高频侧的、滤波器FLT31的最高频率的衰减极与最低频率的衰减极的频率差大于比较例2，通带PB3的高频端处的衰减量大。因此，如图13的(a)所示，在通带PB1的高频端，滤波器装置3的***损耗比滤波器装置200的***损耗小。

以上，根据实施方式3涉及的滤波器装置，能够降低通带的***损耗。

[实施方式41

在以下的表6中示出滤波器装置4中的串联臂谐振器s11～s14、并联臂谐振器p11～p13、串联臂谐振器s21、s22、以及并联臂谐振器p21～p23各自的谐振频率fr、反谐振频率fa、相对带宽BWR、静电电容。如表6所示，滤波器装置4中的串联臂谐振器s11的相对带宽BWR(第1带宽)、s14的相对带宽BWR(第3带宽)比串联臂谐振器s12、s13的相对带宽BWR(第2带宽)大。此外，串联臂谐振器s14的静电电容比串联臂谐振器s11～s13的各静电电容小。

[表6]

接着，进行实施方式4和比较例2的比较。图14是一并示出实施方式4以及比较例2涉及的滤波器装置的通过特性和低频侧滤波器的通过特性的图。图14的(a)是一并示出滤波器装置4的通过特性(实线)以及滤波器装置200的通过特性(虚线)的图。图14的(b)是一并示出实施方式4中的滤波器FLT31的通过特性(实线)、以及比较例2中的滤波器FLT31的通过特性(虚线)的图。

如图14的(b)所示，在实施方式4中，形成在通带PB1的高频侧的、滤波器FLT31的最高频率的衰减极与最低频率的衰减极的频率差大于比较例2，通带PB3的高频端处的衰减量大。因此，如图14的(a)所示，在通带PB1的高频端，滤波器装置4的***损耗比滤波器装置200的***损耗小。

接着，参照图15～图19，进行实施方式3和实施方式4的比较。首先，使用图15对弹性波谐振器的静电电容、阻抗、以及反射损耗的一般性的关系进行说明。图15是一并示出使弹性波谐振器的静电电容变化为Cv1～Cv4(Cv1＜Cv2＜Cv3＜Cv4)的情况下的、该弹性波谐振器的阻抗特性的变化(a)、以及反射特性(反射损耗的频率特性)(b)的图。另外，所谓“谐振器的阻抗特性”以及“谐振器的反射特性”，是谐振器单体的阻抗特性以及反射特性，是将谐振器从其它电路分离的情况下的阻抗特性以及反射特性。

如图15的(a)所示，弹性波谐振器的静电电容越小，阻抗越大。如图15的(b)所示，弹性波谐振器的静电电容越小，比弹性波谐振器的反谐振频率高的频带中的反射损耗越小。因此，优选最靠近输入输出端子的谐振器的静电电容小。

图16是一并示出实施方式3以及实施方式4的串联臂谐振器s11的阻抗特性以及反射特性的图。图16的(a)是一并示出实施方式3的串联臂谐振器s11的阻抗特性(虚线)、以及实施方式4的串联臂谐振器s11的阻抗特性(实线)的图。图16的(b)是一并示出实施方式3的串联臂谐振器s11的反射特性(虚线)、以及实施方式4的串联臂谐振器s11的反射特性(实线)的图。

如图16的(a)所示，关于通带PB1的高频端处的串联臂谐振器s11的阻抗，实施方式4比实施方式3大。如图16的(b)所示，关于通带PB1的高频端处的串联臂谐振器s11的反射损耗，实施方式4比实施方式3小。

图17是一并示出实施方式3以及实施方式4的串联臂谐振器s14的阻抗特性(a)以及反射特性(b)的图。图17的(a)是一并示出实施方式3的串联臂谐振器s14的阻抗特性(虚线)、以及实施方式4的串联臂谐振器s14的阻抗特性(实线)的图。图17的(b)是一并示出实施方式3的串联臂谐振器s14的反射特性(虚线)、以及实施方式4的串联臂谐振器s14的反射特性(实线)的图。

如图17的(a)所示，关于通带PB1的高频端处的串联臂谐振器s14的阻抗，实施方式4比实施方式3大。如图17的(b)所示，关于通带PB1的高频端处的串联臂谐振器s14的反射损耗，实施方式4比实施方式3小。

如表4所示，在实施方式3中，串联臂谐振器s11的相对带宽以及串联臂谐振器s14的相对带宽比串联臂谐振器s12的相对带宽以及串联臂谐振器s13的相对带宽小。此外，在实施方式3中，串联臂谐振器s11的静电电容以及串联臂谐振器s14的静电电容比串联臂谐振器s12的静电电容以及串联臂谐振器s13的静电电容大。

如表5所示，在实施方式4中，串联臂谐振器s11的相对带宽以及串联臂谐振器s14的相对带宽比串联臂谐振器s12的相对带宽以及串联臂谐振器s13的相对带宽大。此外，串联臂谐振器s11的静电电容以及串联臂谐振器s14的静电电容的至少一者(在此为串联臂谐振器s14)比串联臂谐振器s12的静电电容以及串联臂谐振器s13的静电电容小。

如图16～图17所示，串联臂谐振器s11～s14的谐振频率配置在通带PB2内或其附近的频带。进而，在相对带宽小的串联臂谐振器中，由体波损耗造成的反射损耗大，谐振频率与产生体波损耗的频率之差小，因此滤波器装置的通带的高频端处的反射损耗大。另一方面，在相对带宽大的串联臂谐振器中，由体波损耗造成的反射损耗小，谐振频率与产生体波损耗的频率之差大，因此滤波器装置的通带的高频端处的反射损耗小。此外，若对相同相对带宽的串联臂谐振器进行比较，则在静电电容小的串联臂谐振器中，由体波损耗造成的反射损耗小。

图18是示出实施方式3的低频侧滤波器FLT31的反射特性(虚线)以及实施方式4的低频侧滤波器FLT31的反射特性(实线)的图。图18的(a)是示出输入输出端子T1处的低频侧滤波器FLT31的反射特性的图。图18的(b)是示出输入输出端子T2处的低频侧滤波器FLT31的反射特性的图。如图18所示，在输入输出端子T1以及T2中的任一输入输出端子，关于通带PB1的高频端处的滤波器FLT31的反射损耗，均为实施方式4比实施方式3小。

关于串联臂谐振器s11～s14中的、最靠近输入输出端子的串联臂谐振器，在高频侧滤波器的通带中，在低频侧滤波器FLT31内阻抗相对低，对滤波器装置的通带的***损耗造成的影响大。因此，在通带PB1的高频端，在串联臂谐振器s11以及串联臂谐振器s14的反射损耗小的实施方式4中，低频侧滤波器FLT31的反射损耗更小。

图19是一并示出实施方式3以及实施方式4涉及的滤波器装置的通过特性和低频侧滤波器的通过特性的图。图19的(a)是一并示出滤波器装置3的通过特性(虚线)以及滤波器装置4的通过特性(实线)的图。图19的(b)是一并示出实施方式3中的滤波器FLT31的通过特性(虚线)、以及实施方式4中的滤波器FLT31的通过特性(实线)的图。在实施方式4中，与实施方式3相比，体波损耗降低。因此，如图19的(a)所示，通带PB1的高频端处的滤波器装置4的***损耗比滤波器装置3的***损耗小。

[实施方式4的变形例]

串联臂谐振器或并联臂谐振器有时采取将多个弹性波谐振器串联地连接的结构。也就是说，串联臂谐振器或并联臂谐振器有时由通过一个弹性波谐振器被串联分割而形成的多个弹性波谐振器形成。通过将串联臂谐振器或并联臂谐振器串联分割为多个弹性波谐振器，由此能够使该谐振器的面积增加，能够降低每单位面积的发热量。特别是，两端的串联臂谐振器会直接且集中地接受来自输入输出端子的高频电力，因此容易发热。因此，输入高频电力的两端的串联臂谐振器的至少一者通过串联分割来形成的必要性高。此外，静电电容越小，串联臂谐振器的面积变得越小，因此为了降低体波损耗而减小了静电电容的串联臂谐振器通过串联分割来形成的必要性高。

在实施方式4中，串联臂谐振器s14通过串联分割来形成的必要性最高，串联臂谐振器s14是两端的串联臂谐振器，且静电电容比其它串联臂谐振器小。因此，在实施方式4的变形例中，对串联臂谐振器s14被串联分割的情况进行说明。

图20是实施方式4的变形例涉及的滤波器装置4A的电路结构图。滤波器装置4A的结构是图12的滤波器装置4的滤波器FLT31被置换为FLT41(第1滤波器)的结构。滤波器FLT41的结构是滤波器FLT31的串联臂谐振器s14被置换为串联臂谐振器s14A的结构。除此以外的结构与实施方式4相同，因此不再重复说明。

如图20所示，串联臂谐振器s14A被串联分割为多个弹性波谐振器s141、s142。与串联臂谐振器s14同样地，串联臂谐振器s14A的静电电容比串联臂谐振器s12、s13的各静电电容小。但是，通过被串联分割，由此串联臂谐振器s14A的尺寸比串联臂谐振器s14的尺寸大。因此，串联臂谐振器s14A的每单位面积的发热量比串联臂谐振器s14的每单位面积的发热量小。串联臂谐振器s14A的耐电力性比串联臂谐振器s14的耐电力性优异。

以上，根据实施方式4以及变形例涉及的滤波器装置，能够提高耐电力性能，并且降低通带的高频端处的***损耗。

[实施方式5]

在实施方式5中，说明对由低频侧滤波器及高频侧滤波器形成的带通滤波器结构、以及具有低频侧滤波器的通带及高频侧滤波器的通带的多工器结构进行切换的结构。

图21是实施方式5涉及的滤波器装置5的电路结构图。如图21所示，滤波器装置5具备滤波器FLT51(第1滤波器)、滤波器FLT52(第2滤波器)、滤波器FLT53、开关电路SWC1(第2开关)、开关电路SWC2(第3开关)、公共端子T51(第1端子)、输入输出端子T52(第2端子)以及输入输出端子T53(第3端子)。滤波器装置5、滤波器FLT51、以及滤波器FLT52分别具有通带PB51(第1通带)、通带PB52(第2通带)、以及通带PB53(第3通带)。滤波器FLT51是低频侧滤波器，滤波器FLT52是高频侧滤波器。滤波器FLT53具有通带PB53。

通带PB51包含通带PB52的一部分以及通带PB53的一部分。通带PB52比通带PB51窄。通带PB53比通带PB51窄。通带PB53的中心频率比通带PB52的中心频率高。通带PB52和PB53不重叠。

在公共端子T51与输入输出端子T52之间，滤波器FLT52和开关电路SWC1依次串联地连接。在公共端子T51与输入输出端子T52之间，滤波器FLT51和串联地连接的滤波器FLT52以及开关电路SWC1并联地连接。在输入输出端子T53与滤波器FLT52和开关电路SWC1的连接点之间，开关电路SWC2和滤波器FLT53依次串联地连接。

开关电路SWC1包含开关SW51、SW52、SW5G。开关SW51、SW52在滤波器FLT52与输入输出端子T52之间串联地连接。开关SW5G连接在接地点与开关SW51和SW52的连接点之间。开关SW51以及SW52的导通状态同步。开关SW51(SW52)和开关SW5G可排他地切换导通状态。

开关电路SWC2包含开关SW6、SW6G。滤波器FLT52、开关SW6、以及滤波器FLT53在公共端子T51与输入输出端子T53之间依次串联地连接。开关SW6G连接在接地点与开关SW6和滤波器FLT53的连接点之间。开关SW6和SW6G可排他地切换导通状态。

滤波器FLT51包含串联臂谐振器s511(第1串联臂谐振器)、串联臂谐振器s512(第2串联臂谐振器)、串联臂谐振器s513(第3串联臂谐振器)、并联臂谐振器p511～p514、开关SW91(第1开关)、开关SW92(第1开关)、开关SW93(第1开关)、电容器Cs11(电容元件)、电容器Cs12(电容元件)、以及电容器Cs13(电容元件)。

串联臂谐振器s511的相对带宽与串联臂谐振器s512的相对带宽不同。串联臂谐振器s513的相对带宽与串联臂谐振器s512的相对带宽不同。

串联臂谐振器s511～s513在公共端子T51与输入输出端子T52之间串联地连接。并联臂谐振器p511连接在接地点与公共端子T51和串联臂谐振器s511的连接点之间。并联臂谐振器p512连接在接地点与串联臂谐振器s511和s512的连接点之间。并联臂谐振器p513连接在接地点与串联臂谐振器s512和s513的连接点之间。并联臂谐振器p514连接在接地点与串联臂谐振器s513和输入输出端子T52的连接点之间。

开关SW91～SW93与电容器Cs11～Cs13分别串联地连接。开关SW91和电容器Cs11与串联臂谐振器s511并联地连接。开关SW92和电容器Cs12与串联臂谐振器s512并联地连接。开关SW93和电容器Cs13与串联臂谐振器s513并联地连接。在开关SW91～SW93为接通的情况和开关SW91～SW93为断开的情况下，滤波器FLT51的通过特性不同。

开关SW51、SW52、SW5G、开关SW6、SW6G、以及开关SW91～SW93例如可根据来自未图示的RFIC中包含的控制电路的控制信号来切换导通状态。该控制电路也可以与RFIC独立地设置。

滤波器FLT52包含移相器PS21(第1移相器)、移相器PS22(第2移相器)、以及滤波器电路AS5。滤波器电路AS5包含串联臂谐振器s521、并联臂谐振器p521(第1并联臂谐振器)、并联臂谐振器p522(第2并联臂谐振器)。

移相器PS21连接在公共端子T51与串联臂谐振器s521之间。移相器PS22连接在串联臂谐振器s521与开关SW6之间。移相器PS21、PS22构成为使滤波器FLT51的通带PB52中的滤波器FLT52的阻抗增加。

滤波器FLT53包含串联臂谐振器s31、纵向耦合型谐振器32、以及并联臂谐振器p31。串联臂谐振器s31和纵向耦合型谐振器32在开关SW6与输入输出端子T53之间串联地连接。并联臂谐振器p31连接在接地点与纵向耦合型谐振器32和输入输出端子T53的连接点之间。纵向耦合型谐振器32例如由在两个反射器之间并列设置的多个IDT(InterdigitalTransducer，叉指换能器)电极形成。纵向耦合型谐振器32也可以不具有反射器。

图22是示出图21的滤波器装置5的模块结构的一个例子的图。如图22所示，在布线基板50安装有封装件(芯片)51～55、以及电感器Lp521、Lp522。

封装件51～53是谐振器用的封装件。封装件54、55是开关用的封装件。封装件51～55在底面具有用于安装到布线基板50的表面电极。该表面电极在图22中用圆圈标记示出。另外，在图22中，为了使封装件构造容易观察，示意性地示出了构成在各封装件的电路元件以及布线，并透过封装件51～55的内部图示了各封装件的底面的表面电极。

布线基板50具有分别构成公共端子T51、输入输出端子T52以及T53的外部连接电极。该外部连接电极例如是用于将布线基板50安装到母基板等的表面电极，或者是将布线基板50和其它电子部件进行连接的连接器。

在封装件51安装有串联臂谐振器s511～s513以及并联臂谐振器p511～p514。在封装件55安装有开关SW91～SW93和电容器Cs11～Cs13。封装件51、55形成了滤波器FLT51。

在封装件52安装有串联臂谐振器s521、并联臂谐振器p521、p522、以及电容器Cs21、Cs22。电感器Lp521和电容器Cs21形成了移相器PS21。电感器Lp522和电容器Cs22形成了移相器PS22。封装件52、以及电感器Lp521、Lp522形成了滤波器FLT52。

在封装件53安装有串联臂谐振器s31、并联臂谐振器p31、以及纵向耦合型谐振器32。封装件53形成了滤波器FLT53。在封装件54形成有开关SW51、SW52、SW5G、SW6、以及SW6G。

也可以是，开关SW51、SW52、SW5G、SW6、SW6G、开关SW91～SW93、电容器Cs11～Cs13、Cs21、以及Cs22以与上述不同的结构进行模块化。例如，电容器Cs11～Cs13也可以不安装在开关用的封装件而安装在谐振器用的封装件，还可以安装在布线基板50的内部。

图23是一并示出图21的滤波器装置的通过特性和示出开关SW51、SW52、SW5G、SW6、SW6G、SW91～SW93的各导通状态的表的图表。

参照图21以及图23，图23的(a)是示出开关SW51、SW52、SW6G为接通且开关SW5G、SW6、SW91～SW93为断开的情况下的、公共端子T51与输入输出端子T52之间的通过特性的图。图23的(a)所示的开关的导通状态下的公共端子T51与输入输出端子T52之间的通带成为由滤波器FLT51以及FLT52形成的通带PB51。另外，在该情况下，在输入输出端子T53不对高频信号进行输入输出。

图23的(b)是一并示出开关SW51、SW52、SW6G、SW91～SW93为断开且开关SW5G、开关SW6为接通的情况下的公共端子T51与T52之间的通过特性IL51、以及开关SW51、SW52、SW6G为断开且开关SW5G、开关SW6、SW91～SW93为接通的情况下的公共端子T51与输入输出端子T52之间的通过特性IL52的图。图23的(b)所示的开关的导通状态下的公共端子T51与输入输出端子T52之间的通带成为由滤波器FLT51形成的通带PB52。

图23的(c)是示出开关SW51、SW52、SW6G、SW91～SW93为断开且开关SW5G、SW6为接通的情况下的公共端子T51与输入输出端子T53之间的通过特性的图。图23的(c)所示的开关的导通状态下的公共端子T51与输入输出端子T53之间的通带成为由滤波器FLT52形成的通带PB53。另外，即使在SW91～SW93为接通的情况下，也成为同样的通过特性。

参照图23的(b)，通带PB52中的通过特性IL51和IL52大致同样地变化。在比通带PB52大的频率处，通过特性IL52与通过特性IL51相比，在更低的频率处产生衰减极。其结果是，通带PB52与通带PB53之间的频带中的通过特性IL52的增加的方式比通过特性IL51的增加的方式陡峭。在通带PB53中，通过特性IL51和IL52以不同的方式变化。根据滤波器装置5，通过对开关SW91～SW93的导通状态进行切换，由此能够使滤波器FLT51的通过特性变化。

根据滤波器装置5，在图23的(a)所示的开关的导通状态下，能够降低通带PB51的高频端的***损耗。此外，根据滤波器装置5，能够对通带PB51的带通滤波器结构(图23的(a)的开关的导通状态)和具有通带PB52以及通带PB53的多工器结构(图23的(b)以及图23的(c)所示的开关的导通状态)进行切换。

以上，根据实施方式5涉及的滤波器装置，能够降低通带的***损耗。

[实施方式6]

在实施方式6中，对能够使用在实施方式1～5中说明的滤波器装置来实现的高频前端电路以及通信装置进行说明。

图24是实施方式6涉及的通信装置1000的结构图。如图24所示，通信装置1000具备高频前端电路300、RFIC400、BBIC(Baseband Integrated Circuit，基带集成电路)500、以及天线元件900。

高频前端电路300包含滤波器装置6、开关电路SWC6、双工器67、发送放大电路60T以及62T、和接收放大电路60R以及62R。

滤波器电路SWC6与天线元件900、滤波器装置6、以及双工器67连接。滤波器电路SWC6对天线元件900和滤波器装置6的连接、以及天线元件900和双工器67的连接进行切换。

滤波器装置6包含滤波器FLT61(第1滤波器)、滤波器FLT62(第2滤波器)、公共端子T61(第1端子)、输入输出端子T62(第2端子)、输入输出端子T63(第3端子)、以及开关SW61(第2开关)、开关SW62(第3开关)。滤波器装置6、滤波器FLT61、以及滤波器FLT62的通带分别为通带PB61(第1通带)、通带PB62(第2通带)、通带PB63(第3通带)。滤波器FLT61为低频侧滤波器，滤波器FLT62为高频侧滤波器。

通带PB61包含通带PB62的一部分以及通带PB63的一部分。通带PB62比通带PB61窄。通带PB63比通带PB61窄。通带PB63的中心频率比通带PB62的中心频率高。通带PB62和PB63不重叠。

在公共端子T61与输入输出端子T62之间，滤波器FLT62和开关SW61依次串联地连接。在公共端子T61与输入输出端子T62之间，滤波器FLT61和串联地连接的滤波器FLT62以及开关SW61并联地连接。开关SW62连接在输入输出端子T63与滤波器FLT62和开关SW61的连接点之间。

滤波器装置6能够通过在实施方式1～4涉及的滤波器装置追加开关SW61、SW62、以及输入输出端子T63来实现。此外，滤波器装置6也能够通过实施方式5涉及的滤波器装置来实现。

公共端子T61与开关电路SWC6连接。输入输出端子T62与接收放大电路60R连接。输入输出端子T63与发送放大电路60T连接。

发送放大电路60T是对给定的频带的高频信号进行功率放大的功率放大器。接收放大电路60R是对给定的频带的高频信号进行功率放大的低噪声放大器。

双工器67具有发送端子以及接收端子。双工器67将与通带PB61～PB63不同的频带作为发送频带以及接收频带。

发送放大电路62T与双工器67的发送端子连接。发送放大电路62T是对给定的频带的高频发送信号进行功率放大的功率放大器。接收放大电路62R与双工器67的接收端子连接。接收放大电路62R是对给定的频带的高频信号进行功率放大的低噪声放大器。

RFIC400对由天线元件900发送以及接收的高频信号进行处理。具体地，RFIC400通过下转换等对从天线元件900经由接收侧信号路径输入的高频信号进行信号处理，并向BBIC500输出。RFIC400通过上转换等对从BBIC500输入的发送信号进行信号处理并输出。

此外，RFIC400将切换导通状态的控制信号分别输出到开关电路SWC6、开关SW61、SW62。该控制信号也可以从与RFIC独立地设置的控制电路输出。

[实施方式6的变形例]

在滤波器装置6中，对第3开关连接在第3输入输出端子与第2滤波器和第2开关的连接点之间的情况进行了说明。实施方式6涉及的滤波器装置也可以如图25所示的实施方式6的变形例涉及的滤波器装置6A那样，开关SW62(第3开关)连接在输入输出端子T62(第2端子)与低频侧滤波器FLT61(第1滤波器)和开关SW61(第2开关)的连接点之间。

以上，根据实施方式6以及变形例涉及的通信装置，通过降低了高频端处的***损耗的滤波器装置能够使通信质量提高。

本次公开的各实施方式还预计在不矛盾的范围内适当地进行组合来实施。应认为，本次公开的实施方式在所有的方面均为例示，并不是限制性的。本发明的范围不是由上述的说明示出，而是由权利要求书示出，意图包含与权利要求书等同的意思以及范围内的所有的变更。

附图标记说明

1～6、1A、4A、6A、100、200：滤波器装置，32：纵向耦合型谐振器，50：布线基板，51～55：封装件，60R、62R：接收放大电路，60T、62T：发送放大电路，67：双工器，300：高频前端电路，900：天线元件，1000：通信装置，AS1～AS3：滤波器电路，Cs11～Cs13、Cs21、Cs22：电容器，FLT1、FLT2、FLT31、FLT32、FLT41、FLT51～FLT53、FLT61～FLT63：滤波器，400：RFIC、Lp521、Lp522：电感器，PS1、PS2、PS21、PS22：移相器，SW1～SW4、SW5G、SW6、SW6G、SW51、SW52、SW61、SW62、SW91～SW93：开关，SWC1、SWC2、SWC6：开关电路，T1、T2、T52、T53、T62、T63：输入输出端子，T51、T61：公共端子，p11～p13、p21～p23、p31、p511～p514、p521、p522：并联臂谐振器，s11～s14、s14A、s21、s22、s31、s511～s513、s521：串联臂谐振器，s141、s142：弹性波谐振器。