阅读说明：本技术 一种用于无刷直流电机的转子换相控制系统及方法 (Rotor phase change control system and method for brushless direct current motor ) 是由 李延吉 李家良 于 2019-08-27 设计创作，主要内容包括：用于无刷直流电机的转子换相控制系统及方法,包括逆变器、检测模块以及主控模块。逆变器包括三个上管和三个下管,逆变器根据接收的换相信号和脉冲信号调整上管和下管的工作状态,从而控制转子进行换相,以驱动无刷直流电机。检测模块在一个脉冲调制周期内检测到非导通相的反电势的过零点时,输出过零点信号给主控模块,由主控模块延迟预设电角度后输出换相信号；并且,主控模块根据当前非导通相的反电势升降情况相应输出第一斩波信号或第二斩波信号,以相应控制下管斩波或上管斩波,使得在任一完整脉冲调制周期内,均可检测反电势的过零点,从而高精度换相,可靠性高；并且,无需采用位置传感器检测转子位置,简化了电机结构和降低了整体成本。(The rotor phase-change control system and method for the brushless direct current motor comprise an inverter, a detection module and a main control module. The inverter comprises three upper tubes and three lower tubes, and the inverter adjusts the working states of the upper tubes and the lower tubes according to the received commutation signals and pulse signals, so that the rotor is controlled to carry out commutation to drive the brushless direct current motor. When the detection module detects the zero crossing point of the counter potential of the non-conductive phase in a pulse modulation period, a zero crossing point signal is output to the main control module, and a phase change signal is output after the main control module delays a preset electrical angle; in addition, the main control module correspondingly outputs a first chopping signal or a second chopping signal according to the back electromotive force lifting condition of the current non-conductive phase so as to correspondingly control lower tube chopping or upper tube chopping, so that the zero crossing point of the back electromotive force can be detected in any complete pulse modulation period, and therefore high-precision phase change is realized, and the reliability is high; and moreover, a position sensor is not required to be adopted to detect the position of the rotor, so that the structure of the motor is simplified, and the overall cost is reduced.)

一种用于无刷直流电机的转子换相控制系统及方法

技术领域

本发明属于无刷直流电机技术领域，尤其涉及一种用于无刷直流电机的转子换相控制系统及方法。

背景技术

无刷直流电机被广泛应用于日常电子产品中。对于采用两两导通、三相六状态工作模式的无刷直流电机，需要控制转子精确地进行换相。目前，传统的无刷直流电机控制技术通常采用位置传感器检测转子的位置信息，从而确定无刷直流电机何时换相。然而，安装位置传感器时需要位置对准；在电机使用过程中，位置传感器一旦由于外力因素而发生移位，其进行位置检测的精度将大大降低；并且，使用位置传感器会增加电机成本并使其结构更加复杂。

因此，传统的无刷直流电机控制技术存在着由于依赖位置传感器检测转子的位置信息，而导致的可靠性低、电机结构复杂的问题。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例提供了一种用于无刷直流电机的转子换相控制系统及方法，旨在解决传统的无刷直流电机控制技术存在着由于依赖位置传感器检测转子的位置信息，而导致的可靠性低、电机结构复杂的问题，达到无刷直流电机的转子无需依赖位置传感器即可进行精确换相的有益效果。

本发明实施例的第一方面提供了一种用于无刷直流电机的转子换相控制系统，所述无刷直流电机采用两两导通和三相六状态的工作方式，，所述转子换相控制系统包括：

逆变器，所述逆变器包括三个相互并联的桥臂，每个所述桥臂均包括一个上管和一个下管，所述逆变器用于根据接收到的换相信号和脉冲信号相应调整三个所述上管和三个所述下管的工作状态，使得所述无刷直流电机的转子进行换相，以驱动所述无刷直流电机；

检测模块，所述检测模块与所述逆变器连接，所述检测模块用于在一个脉冲调制周期内检测非导通相的反电势的过零点，并当检测到非导通相的反电势的过零点时，输出过零点信号；以及

主控模块，所述主控模块与所述逆变器及所述检测模块连接，所述主控模块用于当接收到所述过零点信号后，延迟预设电角度输出所述换相信号至所述逆变器；

其中，所述主控模块还用于当判断所述无刷直流电机中非导通相的反电势处于上升状态时，输出第一斩波信号，以对导通相对应的所述下管进行斩波，或者当判断所述无刷直流电机中非导通相的反电势处于下降状态时，输出第二斩波信号，以对导通相对应的所述上管进行斩波。

本发明实施例的第二方面提供了一种用于无刷直流电机的转子换相控制方法，所述无刷直流电机采用两两导通和三相六状态的工作方式，所述转子换相控制方法包括：

采用逆变器根据接收到的换相信号和脉冲信号相应调整三个上管和三个下管的工作状态，从而控制所述无刷直流电机的转子进行换相，以驱动所述无刷直流电机，所述逆变器包括三个相互并联的桥臂，每个所述桥臂均包括一个所述上管和一个所述下管；

采用检测模块在一个脉冲调制周期内检测非导通相的反电势的过零点，并当检测到非导通相的反电势的过零点时，输出过零点信号；

采用主控模块当接收到所述过零点信号后，延迟预设电角度输出所述换相信号至所述逆变器；

采用所述主控模块判断所述无刷直流电机当前所处的状态下非导通相的反电势的升降情况；

采用所述主控模块当判断所述反电势处于上升状态时，输出第一斩波信号，以对导通相对应的所述下管进行斩波；

采用所述主控模块当判断所述反电势处于下降状态时，输出第二斩波信号，以对导通相对应的所述上管进行斩波。

上述的一种用于无刷直流电机的转子换相控制系统及方法，通过检测模块在一个脉冲调制周期内检测到非导通相的反电势的过零点时，输出过零点信号给主控模块，由主控模块延时预设电角度后输出换相信号至逆变器，无需采用位置传感器检测转子位置，简化了电机结构和整体成本；并且，主控模块根据当前非导通相的反电势升降情况相应输出第一斩波信号或第二斩波信号，以相应控制下管斩波或上管斩波，使得在任一完整脉冲调制周期内，检测模块均可检测反电势的过零点，从而进行换相，换相精度高，可靠性高。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例的第一方面提供的一种用于无刷直流电机的转子换相控制系统的模块结构示意图；

图2为本发明另一实施例提供的转子换相控制系统的模块结构示意图；

图3为图1或图2所示的转子换相控制系统中逆变器的电路原理图；

图4为图1或图2所示的转子换相控制系统中检测模块的电路原理图；

图5为无刷直流电机的三相绕组在一个点周期内的反电势波形图；

图6为本发明实施例的第二方面提供的一种用于无刷直流电机的转子换相控制方法的具体流程图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

图1为本发明实施例的第一方面提供的一种用于无刷直流电机的转子换相控制系统的模块结构示意图，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：

本实施例提供的转子换相控制系统，包括逆变器10、检测模块20及主控模块30。

无刷直流电机M采用两两导通和三相六状态的工作方式，下文部分内容将“无刷直流电机M”简称为“电机”。

逆变器10连接检测模块20，检测模块20连接主控模块30，主控模块30 连接逆变器10。

其中，逆变器10包括三个相互并联的桥臂，每个桥臂均包括一个上管和一个下管，逆变器10用于根据接收到的换相信号和脉冲信号相应调整三个上管和三个下管的工作状态，使得无刷直流电机M的转子进行换相，以驱动无刷直流电机M。

检测模块20用于在一个脉冲调制周期内检测非导通相的反电势的过零点，并当检测到非导通相的反电势的过零点时，输出过零点信号。

主控模块30用于当接收到过零点信号后，延迟预设电角度输出换相信号至逆变器10。

具体的，上述的脉冲信号为PWM(脉冲宽度调制，Pulse Width Modulation) 信号。上述的脉冲调制周期为PWM信号的周期，脉冲调制周期包括PWM-ON 和PWM-OFF两种状态，PWM信号为高电平时称为PWM-ON状态，PWM信号为低电平时称为PWM-OFF状态。

可选的，预设电角度为30°电角度，当主控模块30接收到检测模块20输出的过零点信号时，说明此刻反电势达到过零点，反电势达到过零点的时刻延迟30°电角度即为换相点，因此精准检测过零点即可精准检测换相点，并控制电机M的转子在换相点进行换相，避免产生换相偏移，从而影响电机M正常工作。

本实施例提供的转子换相控制系统，通过检测模块20在一个脉冲调制周期内检测非导通相的反电势的过零点，并当检测到过零点时，输出过零点信号给主控模块30，由主控模块30延迟预设电角度后输出换相信号，从而实现换相，无需采用位置传感器检测转子位置，避免位置传感器安装位置有偏差或者在电机M使用过程中，位置传感器一旦由于外力因素而发生移位，从而导致获取的位置信息不正确，造成系统可靠性低的问题，并且大大节省了系统的功耗，节能环保，电路简单，整机成本低。

本实施例中，主控模块30还用于当判断无刷直流电机M中非导通相的反电势处于上升状态时，输出第一斩波信号，以对导通相对应的下管进行斩波，或者当判断无刷直流电机M中非导通相的反电势处于下降状态时，输出第二斩波信号，以对导通相对应的上管进行斩波。

在非导通相的反电势上升时，通过控制下管斩波，使得在一个完整的脉冲调制周期内，均可对反电势的过零点进行检测；在非导通相的反电势下降时，通过控制上管斩波，使得在一个完整的脉冲调制周期内，均可对反电势的过零点进行检测。

因此，相比传统的仅能在PWM-ON时进行过零点检测的技术，本实施例通过根据任一导通相序时非导通相的反电势升降情况相应控制下管或者上管进行斩波，使得在一个完整的脉冲调制周期内，检测模块20均可对反电势的过零点进行检测，大大提高了过零点的检测精度，因而也大大提高了换相精度，系统的可靠性高。

图2为本发明另一实施例提供的转子换相控制系统的模块结构示意图，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：

在一可选实施例中，上述的转子换相控制系统还包括电源模块40和计算模块50。

其中，电源模块40与逆变器10连接，用于对逆变器10提供直流电信号 VCC。

计算模块50与检测模块20及逆变器10连接，用于实时计算电机M的虚拟中心点电压，并反馈至检测模块20。

具体的，虚拟中心点电压的计算公式为：

其中，U相端电压，所述V_B为V相端电压，所述V_C为W相端电压。

具体的，检测模块20通过比较非导通相的端电压与虚拟中心点电压，当非导通相的端电压从大于虚拟中心点电压跳变为小于虚拟中心点电压，或者当非导通相的端电压从小于虚拟中心点电压跳变为大于虚拟中心点电压时，输出过零点信号至主控模块30。

图3为图1或图2所示的转子换相控制系统中逆变器10的电路原理图，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：

在一可选实施例中，上述的三个上管Q1、Q3及Q5和三个下管Q2、Q4 及Q6均采用功率开关管实现，功率开关管的栅极连接主控模块30，用于接收主控模块30输出的脉冲信号。

如图3所示，上管Q1和下管Q2组成一个桥臂，上管Q3和下管Q4组成另一个桥臂，上管Q5和下管Q6组成第三个桥臂；每个桥臂均包括一个上管和一个下管，三个上管的漏极接入直流电信号VCC，三个上管的源极分别连接对应的三个下管的漏极，三个下管的源极接地；逆变器10还包括分别与上管和下管一一并联连接的续流二极管，续流二极管用于当与之并联的上管或断开时，提供续流通路。可选的，上述续流二极管可采用Q1～Q6六只功率开关管的内嵌二极管替代。

电机M的导通相序与Q1～Q6功率开关管的导通顺序如下表1所示：

表1 Q1～Q6六只功率开关管共同构成了全桥驱动电路，用于控制电机M绕组的通电状态，功率开关管采用两两导通的通电方式，每一个瞬间均有两个功率开关管导通，电机M转子每个1/6电周期即60°电角度进行一次换相，每只功率开关管持续导通120°电角度，对应每相绕组持续导通120°电角度，在两次换相之间的时期相电流方向不变。

当电机M的导通相序为VW相导通，U相非导通时，根据图5所示的反电势波形图，此时U相的反电势处于下降状态，其反电势从大于零处逐渐下降至小于零处，主控模块30控制上管斩波，因此控制Q3斩波，Q6常开，除Q3和 Q6导通外，其余四只功率开关管均处于截止状态。

当电机M的导通相序为VU相导通，W相非导通时，根据图5所示的反电势波形图，此时W相的反电势处于上升状态，其反电势从小于零处逐渐上升至大于零处，主控模块30控制下管斩波，因此控制Q2斩波，Q3常开，除Q2和 Q3导通外，其余四只功率开关管均处于截止状态。

当电机M的导通相序为WU相导通，V相非导通时，根据图5所示的反电势波形图，此时V相的反电势处于下降状态，其反电势从大于零处逐渐下降至小于零处，主控模块30控制上管斩波，因此控制Q5斩波，Q2常开，除Q5和 Q2导通外，其余四只功率开关管均处于截止状态。

当电机M的导通相序为WV相导通，U相非导通时，根据图5所示的反电势波形图，此时U相的反电势处于上升状态，其反电势从小于零处逐渐上升至大于零处，主控模块30控制下管斩波，因此控制Q4斩波，Q5常开，除Q4和Q5导通外，其余四只功率开关管均处于截止状态。

当电机M的导通相序为UV相导通，W相非导通时，根据图5所示的反电势波形图，此时W相的反电势处于下降状态，其反电势从大于零处逐渐下降至小于零处，主控模块30控制上管斩波，因此控制Q1斩波，Q4常开，除Q1和 Q4导通外，其余四只功率开关管均处于截止状态。

当电机M的导通相序为UW相导通，V相非导通时，根据图5所示的反电势波形图，此时V相的反电势处于上升状态，其反电势从小于零处逐渐上升至大于零处，主控模块30控制下管斩波，因此控制Q6斩波，Q1常开，除Q6和 Q1导通外，其余四只功率开关管均处于截止状态。

直流无刷电机M采用两两导通、三相六状态的方式进行工作，两两导通指的是逆变器10在任一瞬间有且只有两只功率开关管导通，从而控制三相中的两相进行工作，三相指的是电机M的绕组U相、V相及W相三种状态，六状态指的是表1示出的电机M的六种导通相序。

本实施例提供的转子换相控制系统，通过主控模块30在非导通相的反电势上升时控制下管斩波，在非导通相的反电势下降时控制上管斩波，从而在一个完整的脉冲调制周期内，检测模块20均可对反电势的过零点进行检测，大大提高了过零点的检测精度，因而也大大提高了换相精度，系统可靠性高。

图4为图1或图2所示的转子换相控制系统中检测模块20的电路原理图，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：

在一可选实施例中，上述的检测模块20采用比较器实现，

比较器的正相输入端连接逆变器10，用于实时接收无刷直流电机M中非导通相的端电压；比较器的反相输入端连接计算模块50，用于实时接收虚拟中心点电压。

具体的，虚拟中心点电压为电机M的虚拟中心点电压，其计算公式如下：

其中，所述V_A为U相端电压，所述V_B为V相端电压，所述V_C为W相端电压。

比较器通过比较非导通相的端电压与虚拟中心点电压，当非导通相的端电压大于虚拟中心点电压时，输出第一电平信号，当非导通相的端电压小于虚拟中心点电压时，输出第二电平信号。可选的，第一电平信号为高电平1，第二电平信号为低电平0，当非导通相的反电势的过零点时，比较器输出的电平信号从1跳变为0或者从0跳变为1；当非导通相的反电势处于上升状态并过零点时，比较器输出的电平信号从0跳变为1，当非导通相的反电势处于下降状态并过零点时，比较器输出的电平信号从1跳变为0。

当非导通相的反电势的过零点时，比较器输出的电平信号发生跳变，主控模块30接收到该跳变信号后，该跳变信号即为过零点信号，主控模块30 延迟30°电角度控制输出换相信号控制转子进行换相。

可选的，计算模块50采用三个电阻实现，三个电阻的一端分别接入U相端电压、V相端电压、W相端电压；三个电阻的另一端共接，这三个电阻的公共端电压即为虚拟中心电压点：

本实施例提供的转子换相控制系统，通过比较器在一个脉冲调制周期内检测非导通相的反电势的过零点，并当检测到过零点时，输出过零点信号给主控模块30，由主控模块30延迟预设电角度后输出换相信号，从而实现换相，无需采用位置传感器检测转子位置，避免位置传感器安装位置有偏差或者在电机M使用过程中，位置传感器一旦由于外力因素而发生移位，从而导致获取的位置信息不正确，造成系统可靠性低的问题，并且大大简化了电机结构，降低成本。

如图5所示，为无刷直流电机M的三相绕组在一个电周期内的反电势波形图；电机M每60°电角度进行换相，电机M的转子以通电时序60°电角度为一个扇区，每个扇区对应一个导通相序，因此转子具有六种导通相序，即六种状态；每个导通相序均表现为两相绕组通电，一相绕组悬空，即两两导通。

主控模块30输出脉冲信号至逆变器10中各个功率开关管的栅极，基于脉冲信号调制逆变器10进行工作。脉冲信号的周期称为脉冲调制周期，在一个脉冲调制周期内，脉冲信号为高电平的状态称为PWM-ON，脉冲信号为低电平的状态成为PWM-OFF。

下面以表2为例，结合表1、图4及图5，对本发明实施例提供的转子换相控制系统的工作原理进行阐释：

表2

传统的无位置传感器转子位置检测技术，在一个脉冲调制周期内只检测一次反电势，并且只在PWM-ON时进行检测。在电机M转速较低的情形下，相对于电机M的电周期而言，脉冲调制周期很小，可以忽略其影响；然而，当电机M转速很高时，PWM周期与电机M的电周期已相差不多，当脉冲调制周期存在误差时，电机M换相时将会发生较大偏移，进而导致电机M转子在非换相点进行换相。

针对上述传统的无位置传感器转子位置检测技术所存在的问题，本发明实施例提供了一种用于无刷直流电机的转子换相控制系统及方法，实现了在整个脉冲调制周期内均可对非导通相的反电势进行过零点检测，从而间接检测出转子位置，推导换相点，大大提高了换相精度，避免发生换相偏移。

如表2，以270°～330°扇区为例，说明主控模块30在非导通相的反电势上升时控制下管斩波的原理及推导有益效果：

在270°～330°扇区内，导通相序为UW相导通，V相非导通，V相反电势处于上升状态，主控模块30控制下管Q6斩波，控制上管Q1常开。

设V相反电势为x，则θ＜300°时，x＜0；θ＞300°时，x＞0。

在PWM-ON期间，电流从电源模块40经由上管Q1、U相绕组、W相绕组及下管Q6流入地；在这个过程中，电机M的中性点电压为：V_N＝VCC/2； V相的端电压为：

在PWM-OFF期间，电流从电源模块40经Q1、U相绕组、W相绕组、上管Q5的内嵌二极管流回到电源模块40；在这个过程中，电机M的中性点电压为：V_N＝VCC；V相的端电压为：V_B＝V_N+x＝VCC+x。

(1)在PWM-ON期间，U相端电压为：V_A＝VCC，W相的端电压为：V_C＝0， V相端电压为输入到比较器反相输入端的虚拟中心点电压为：

可知，当x＜0时，V_ref＞V_B，比较器输出第二电平信号；当x＞0时，V_ref＜V_B，比较器输出第一电平信号。因此，通过比较器的边沿跳变来实现对非导通相的过零点检测。

(2)在PWM-OFF期间，U相端电压为V_A＝VCC，W相端电压为V_C＝VCC， V相端电压为V_B＝VCC+x。

当θ＜300°时，x＜0，此时虚拟中心点电压为因此V_B＜V_ref，比较器输出第二电平信号。

当θ＞300°时，x＞0，此时V_B被箝位到VCC，因此比较器输出状态不稳定，但是由于此时非导通相的反电势x已经过零点，如果比较器输出第一电平信号，则认定为发生电平跳变，输出过零点信号；如果此时比较器输出第二电平信号，则可在下一个脉冲调制周期的PWM-ON阶段检测到过零点。

综上(1)、(2)点所述，在非导通相的反电势上升的扇区内，通过主控模块30输出第一斩波信号控制下管斩波，从而实现在一个完整的脉冲调制周期内，比较器在PWM-ON期间和PWM-OFF期间均可根据输出的电平信号是否发生边沿跳变来判断非导通相的反电势的过零点，相比传统的仅能在PWM-ON 时进行过零点检测的技术，本实施例提供的转子换相控制系统大大提高了过零点的检测精度，因而也大大提高了换相精度，系统的可靠性高。

如表2，以330°～30°扇区为例，说明主控模块30在非导通相的反电势下降时控制上管斩波的原理及推导有益效果：

在330°～30°扇区内，导通相序为VW相导通，U相非导通，U相反电势处于下降状态，主控模块30控制下管Q3斩波，控制上管Q6常开。

设U相反电势为x，则θ＜360°时，x＞0；θ＞360°时，x＜0。

在PWM-ON期间，电流从电源模块40经由上管Q3、V相绕组、W相绕组及下管Q6流入地；在这个过程中，电机M的中性点电压为：V_N＝VCC/2； U相的端电压为：

在PWM-OFF期间，电流V相绕组、W相绕组、下管Q6及下管Q4的内嵌二极管流回到V相绕组；在这个过程中，电机M的中性点电压为：V_N＝0； U相的反电势为x，U相的端电压为：V_A＝V_N+x＝x。

(3)在PWM-ON期间，V相端电压为：V_B＝VCC，W相的端电压为：V_C＝0， U相端电压为输入到比较器反相输入端的虚拟中心点电压为：

可知，当x＞0时，V_ref＜V_B，比较器输出第一电平信号；当x＜0时，V_ref＞V_B，比较器输出第二电平信号。因此，通过比较器的边沿跳变来实现对非导通相的过零点检测。

(4)在PWM-OFF期间，U相端电压为V_A＝0，W相端电压为V_C＝0，V 相端电压V_B＝x。

当θ＜360°时，x＞0，此时虚拟中心点电压为因此 V_B＜V_ref，比较器输出第一电平信号。

当θ＞360°时，x＜0，此时V_A被箝位到0，因此比较器输出状态不稳定，但是由于此时非导通相的反电势x已经过零点，如果比较器输出第二电平信号，则认定为发生电平跳变，输出过零点信号；如果此时比较器输出第一电平信号，则可在下一个脉冲调制周期的PWM-ON阶段检测到过零点。

综上(3)、(4)点所述，在非导通相的反电势下降的扇区内，通过主控模块30输出第二斩波信号控制下管斩波，从而实现在一个完整的脉冲调制周期内，比较器在PWM-ON期间和PWM-OFF期间均可根据输出的电平信号是否发生边沿跳变来判断非导通相的反电势的过零点，相比传统的仅能在PWM-ON 时进行过零点检测的技术，本实施例提供的转子换相控制系统大大提高了过零点的检测精度，因而也大大提高了换相精度，系统的可靠性高。

综上(1)、(2)、(3)及(4)点所述，本实施例在非导通相的反电势上升时，通过控制下管斩波，使得在一个完整的脉冲调制周期内，均可对反电势的过零点进行检测；在非导通相的反电势下降时，通过控制上管斩波，使得在一个完整的脉冲调制周期内，均可对反电势的过零点进行检测。因此，相比传统的仅能在PWM-ON时进行过零点检测的技术，本实施例通过根据任一导通相序时非导通相的反电势升降情况相应控制下管或者上管进行斩波，使得在一个完整的脉冲调制周期内，检测模块20均可对反电势的过零点进行检测，大大提高了过零点的检测精度，因而也大大提高了换相精度，系统的可靠性高。

图6为本发明实施例的第二方面提供的一种用于无刷直流电机的转子换相控制方法的具体流程图，为了便于说明，仅示出了与本实施例相关的部分，详述如下：

一种用于无刷直流电机的转子换相控制方法，无刷直流电机M采用两两导通和三相六状态的工作方式；转子换相控制方法包括：

S01：采用逆变器10根据接收到的换相信号和脉冲信号相应调整三个上管和三个下管的工作状态，从而控制无刷直流电机M的转子进行换相，以驱动无刷直流电机M，逆变器10包括三个相互并联的桥臂，每个桥臂均包括一个上管和一个下管；

S02：采用检测模块20在一个脉冲调制周期内检测非导通相的反电势的过零点，并当检测到非导通相的反电势的过零点时，输出过零点信号；

S03：采用主控模块30当接收到过零点信号后，延迟预设电角度输出换相信号至逆变器10；

S04：采用主控模块30判断无刷直流电机M当前所处的状态下非导通相的反电势的升降情况；

S05：采用主控模块30当判断反电势处于上升状态时，输出第一斩波信号，以对导通相对应的下管进行斩波；

S06：采用主控模块30当判断反电势处于下降状态时，输出第二斩波信号，以对导通相对应的上管进行斩波。

具体的，上述的脉冲调制周期为PWM信号的周期，脉冲调制周期包括 PWM-ON和PWM-OFF两种状态，PWM信号为高电平时称为PWM-ON状态， PWM信号为低电平时称为PWM-OFF状态。

在一可选实施例中，上述的转子换相控制方法还包括如下步骤：

S07：采用计算模块50实时计算无刷直流电机M的虚拟中心点电压并反馈至检测模块20，计算公式如下：

其中，V_ref为虚拟中心点电压，V_A为U相端电压，V_B为V相端电压，V_C为W相端电压。

具体的，步骤S07于步骤S02之前执行。

在一可选实施例中，步骤S02具体为：

采用比较器通过正相输入端实时接收无刷直流电机M的非导通相的端电压；

采用比较器通过反相输入端实时接收虚拟中心点电压；

采用比较器实时比较所非导通相的端电压和虚拟中心点电压，并当非导通相的端电压大于虚拟中心点电压时，通过输出端输出第一电平信号，或者当非导通相的端电压小于虚拟中心点电压时通过输出端输出第二电平信号。

通过比较器在一个脉冲调制周期内检测到非导通相的反电势的过零点时，输出过零点信号给主控模块30，由主控模块30延时预设电角度后输出换相信号至逆变器10，无需采用位置传感器检测转子位置，简化电机设计，降低成本。

在一可选实施例中，步骤S04具体为：

主控模块30判定导通相序为VW相导通，U相非导通时，判定当前所处的状态下U相的反电势处于下降状态；

主控模块30判定导通相序为VU相导通，W相非导通时，判定当前所处的状态下W相的反电势处于上升状态；

主控模块30判定导通相序为WU相导通，V相非导通时，判定当前所处的状态下V相的反电势处于下降状态；

主控模块30判定导通相序为WV相导通，U相非导通时，判定当前所处的状态下U相的反电势处于上升状态；

主控模块30判定导通相序为UV相导通，W相非导通时，判定当前所处的状态下W相的反电势处于下降状态；

主控模块30判定导通相序为UW相导通，V相非导通时，判定当前所处的状态下V相的反电势处于上升状态。

当然，电机M对应六种导通相序的六种状态下，非导通相的升降情况可根据实际需要进行设定，以上经示出了导通相序与非导通相的升降情况之间的一种对应关系，实际操作时还可以是其它对应关系。

综上所述，本发明实施例提供了一种用于无刷直流电机的转子换相控制系统及方法，通过检测模块在一个脉冲调制周期内检测非导通相的反电势的过零点，并当检测到过零点时，输出过零点信号给主控模块，由主控模块延迟预设电角度后输出换相信号，从而实现换相，无需采用位置传感器检测转子位置，避免位置传感器安装位置有偏差或者在电机使用过程中，位置传感器一旦由于外力因素而发生移位，从而导致获取的位置信息不正确，造成系统可靠性低的问题，并且大大节省了系统的功耗，节能环保，简化了电机结构和降低了整体成本。

并且，相比传统的仅能在PWM-ON时进行过零点检测的技术，本发明通过主控模块根据任一导通相序时非导通相的反电势升降情况，相应控制下管或者上管进行斩波，使得在一个完整的脉冲调制周期内，检测模块均可对反电势的过零点进行检测，大大提高了过零点的检测精度，因而也大大提高了换相精度，系统的可靠性高。

在本文对各种系统、电路和方法描述了各种实施方式。阐述了很多特定的细节以提供对如在说明书中描述的和在附图中示出的实施方式的总结构、功能、制造和使用的彻底理解。然而本领域中的技术人员将理解，实施方式可在没有这样的特定细节的情况下被实施。在其它实例中，详细描述了公知的操作、部件和元件，以免使在说明书中的实施方式难以理解。本领域中的技术人员将理解，在本文和所示的实施方式是非限制性例子，且因此可认识到，在本文公开的特定的结构和功能细节可以是代表性的且并不一定限制实施方式的范围。

本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

以上仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。