阅读说明：本技术 一种旋转变压器电磁干扰噪声的测评及抑制方法 (Evaluation and suppression method for electromagnetic interference noise of rotary transformer ) 是由 陈恒林 王涛 叶世泽 周天翔 于 2020-07-01 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种旋转变压器电磁干扰噪声的测评及抑制方法,其通过测试与电路建模结合的方式,实现了旋转变压器系统耦合电磁噪声的准确评估；并基于评估模型定量设计了旋变电路的滤波电感,提高了旋转变压器输入和输出信号的质量。相比于传统旋变噪声抑制方法,本发明建立了电机驱动系统和旋转变压器系统的电磁干扰耦合模型,可以在新能源汽车设计阶段快速评估旋变系统所耦合的电磁干扰噪声,并且可以基于模型定量地设计噪声抑制方案,能有效减少设计成本。(The invention discloses a method for evaluating and suppressing electromagnetic interference noise of a rotary transformer, which realizes accurate evaluation of coupling electromagnetic noise of a rotary transformer system in a mode of combining test and circuit modeling; and the filter inductance of the rotary transformer circuit is quantitatively designed based on the evaluation model, so that the quality of input and output signals of the rotary transformer is improved. Compared with the traditional rotary transformer noise suppression method, the electromagnetic interference coupling model of the motor driving system and the rotary transformer system is established, the electromagnetic interference noise coupled by the rotary transformer system can be rapidly evaluated in the new energy automobile design stage, the noise suppression scheme can be quantitatively designed based on the model, and the design cost can be effectively reduced.)

一种旋转变压器电磁干扰噪声的测评及抑制方法

技术领域

本发明属于新能源汽车电机控制技术领域，具体涉及一种旋转变压器电磁干扰噪声的测评及抑制方法。

背景技术

在新能源汽车电机驱动系统中，电机转子位置是转矩控制和调速的关键变量，若转子位置信号受到干扰，汽车可能会出现车速不稳、扭矩失控等风险。由于旋转变压器具有稳定性高、抗震能力强、耐高温等优点，已广泛应用于新能源汽车电机转子位置的检测；旋转变压器的输入信号为正弦电压信号，输出信号为正交的正弦和余弦电压信号，该两路输出信号通过芯片进行解码，得到电机转子的绝对位置和转速信息。

电机驱动系统和旋转变压器系统的电路如图4所示，电机驱动系统中逆变器将直流电转换为三相交流电，进而驱动负载电机。逆变器的绝缘栅双极型晶体管(InsulatedGate Bipolar Transistor，IGBT)工作电压高，且工作在脉冲宽度调制(Pulse WidthModulation，PWM)模式；IGBT的高频开关动作会在电机驱动系统中产生强烈的电磁干扰(Electromagnetic Interference，EMI)，这些EMI噪声会通过寄生参数耦合到线缆和电机，且电机驱动系统中IGBT的电压高、开关速度快，属于强干扰源。旋转变压器系统由旋变、旋变线缆、旋变调理电路组成，旋转变压器系统将检测到的电机转子位置和转速信号反馈给逆变器，用于电机驱动系统的转矩和速度控制；旋转变压器系统的电压信号通常只有几伏，属于弱电信号，电机驱动系统的强干扰一旦耦合到旋变信号，将会导致旋变信号出现严重畸变。

电机线缆和旋变线之间的电磁耦合在工业界已经引起了足够的关注，在电机驱动系统的开发过程中，通常会减少电机线与旋变线之间耦合，如增大间离、使用屏蔽线缆等，但是电机和旋变之间的电磁耦合并未引起足够的重视，在已经考虑了线缆之间耦合的情况下，旋变信号仍会受到干扰，电压和电流波形出现很多的毛刺，严重影响电机转子位置和转速的检测精度。

为了有效解决旋变信号的干扰问题，首先需要研究电机驱动系统与旋转变压器系统之间的电磁耦合机理，再根据耦合机理采用针对性地、定量地抑制措施。

公开号为CN202663366U的中国实用新型专利提出了一种用于旋转变压器的滤波装置，在旋变的输入和输出信号线上接EMI滤波器，该滤波器包含共模电感和滤波电容，来提高旋转变压器输出信号的抗干扰能力；但该专利技术仅说明了EMI滤波器能够提高旋变信号质量，但未阐明旋变电路中的EMI是如何产生的以及EMI滤波器的参数应如何设计。

发明内容

针对旋转变压器输入和输出信号由于受到电磁干扰出现畸变，导致电机转子位置信息检测不准的问题，本发明提出了一种旋转变压器电磁干扰噪声的测评及抑制方法，能够提高旋转变压器系统的电磁兼容性能。

一种旋转变压器电磁干扰噪声的测评及抑制方法，包括如下步骤：

(1)根据电机驱动系统和旋转变压器系统的电路原理图以及绕组(电机定子绕组及旋变定子绕组)与机壳之间的电容耦合效应，确定电机驱动系统与旋转变压器系统之间的电磁噪声耦合路径，该耦合路径涉及电机线缆、永磁同步电机、旋转变压器、旋变线缆、旋变调理电路，进而建立该耦合路径中各部件的高频阻抗模型；

(2)使用有限元数值计算方法提取电机线缆和旋变线缆的高频阻抗模型参数；利用阻抗分析仪测试耦合路径中其它部件的端口阻抗，进而采用非线性优化算法提取这些部件的高频阻抗模型参数；

(3)根据耦合路径中各部件的高频阻抗模型，在电路仿真软件中建立表征电机驱动系统与旋转变压器系统之间电磁干扰耦合的电路模型，基于该电路模型仿真出含有电磁干扰噪声的旋变信号即旋转变压器的差模电压信号；

(4)使用小波变换计算得到旋变信号的小波时频图和小波分解图，通过观察小波时频图中的频谱能量分布以及小波分解图中低频分量和高频分量的峰峰值，确定导致旋变信号畸变的频率范围，进而计算出该频率范围内旋变信号所需的***损耗IL；

(5)基于上述电路模型，在旋转变压器励磁绕组对应的一路旋变线缆端口与旋变调理电路端口之间接入共模电感，建立在接入共模电感后旋变调理电路端口电压的***损耗函数，设计共模电感的电感值以满足旋变信号所需的***损耗IL，即得到旋转变压器电磁干扰噪声的抑制方案。

所述永磁同步电机和旋转变压器均安装在电机机壳上，永磁同步电机定子绕组上的电磁噪声通过电机定子绕组与机壳之间的寄生电容耦合到机壳上，再通过旋变定子绕组与机壳之间的寄生电容耦合到旋转变压器上。

所述电机驱动系统产生的电磁干扰噪声会通过电机线缆、电机定子绕组以及寄生电容耦合至机壳上，机壳上的电磁干扰噪声再通过寄生电容耦合到旋变定子绕组上，进而传播到旋变线缆、旋变调理电路，最后通过旋变调理电路的地线返回至电机驱动系统。

所述旋转变压器根据多导体传输线理论进行建模，旋转变压器的高频阻抗模型考虑了旋变定子绕组之间的寄生电容以及旋变定子绕组与机壳之间的寄生电容。

进一步地，所述永磁同步电机的高频阻抗模型即为一个大阻抗Z_motor，Z_motor的一端为电机绕组端子，另一端为电机机壳；所述电机线缆的高频阻抗模型包含等效电阻R_m、等效电阻R'_m、等效电阻R_pe、等效电阻R'_pe、等效电感L_m、等效电感L'_m、等效电感L_pe、等效电感L'_pe、等效电容C_m以及等效电容C'_m，其中等效电容C_m的一端与等效电感L_m的一端以及逆变器等效电压源的高压端相连，电感L_m的另一端与等效电阻R_m的一端相连，等效电阻R_m的另一端与等效电容C'_m的一端以及等效电感L'_m的一端相连，等效电感L'_m的另一端与等效电阻R'_m的一端相连，等效电阻R'_m的另一端与电机绕组端子相连，等效电容C'_m的另一端与等效电阻R_pe的一端以及等效电感L'_pe的一端相连，等效电阻R_pe的另一端与等效电感L_pe的一端相连，等效电感L_pe的另一端与等效电容C_m的另一端相连并接地，等效电感L'_pe的另一端与等效电阻R'_pe的一端相连，等效电阻R'_pe的另一端与电机机壳相连。

进一步地，所述旋变线缆的高频阻抗模型包括三个等效电路HC1～HC3，三个等效电路HC1～HC3结构相同且均包含等效电阻R_c、等效电阻R'_c、等效电阻R_e、等效电阻R'_e、等效电感L_c、等效电感L'_c、等效电感L_e、等效电感L'_e、等效电容C_e以及等效电容C'_e，其中等效电容C_e的一端与等效电感L_c的一端相连并作为等效电路的A端口，电感L_c的另一端与等效电阻R_c的一端相连，等效电阻R_c的另一端与等效电感L'_c的一端以及等效电容C'_e的一端相连，等效电感L'_c的另一端与等效电阻R'_c的一端相连，等效电阻R'_c的另一端作为等效电路的B端口，等效电容C'_e的另一端与等效电阻R_e的一端以及等效电感L'_e的一端相连，等效电阻R_e的另一端与等效电感L_e的一端相连，等效电感L_e的另一端与等效电容C_e的另一端相连并作为等效电路的C端口，等效电感L'_e的另一端与等效电阻R'_e的一端相连，等效电阻R'_e的另一端作为等效电路的D端口。

进一步地，所述旋变调理电路的高频阻抗模型包括六个等效电路MC1～MC6、等效电感L_g以及等效电阻R_g，所述等效电路MC1包括等效电阻R_c11、等效电阻R_f11、等效电阻R_d11、等效电感L_c11、等效电容C_t11以及等效电容C_d11，其中等效电阻R_c11的一端与旋变线缆高频阻抗模型中等效电路HC1的A端口相连，等效电阻R_c11的另一端与等效电感L_c11的一端相连，等效电感L_c11的另一端与等效电阻R_f11的一端以及等效电容C_d11的一端相连，等效电阻R_f11的另一端与等效电阻R_d11的一端以及等效电容C_t11的一端相连，等效电阻R_d11的另一端与等效电容C_t11的另一端、等效电容C_d11的另一端以及等效电感L_g的一端相连；所述等效电路MC2包括等效电阻R_c12、等效电阻R_f12、等效电阻R_d12、等效电感L_c12、等效电容C_t12以及等效电容C_d12，其中等效电阻R_c12的一端与旋变线缆高频阻抗模型中等效电路HC1的C端口相连，等效电阻R_c12的另一端与等效电感L_c12的一端相连，等效电感L_c12的另一端与等效电阻R_f12的一端以及等效电容C_d12的一端相连，等效电阻R_f12的另一端与等效电阻R_d12的一端以及等效电容C_t12的一端相连，等效电阻R_d12的另一端与等效电容C_t12的另一端、等效电容C_d12的另一端以及等效电感L_g的一端相连；所述等效电路MC3包括等效电阻R_c21、等效电阻R_f21、等效电感L_c21、等效电容C₂₁以及等效电容C_d21，其中等效电阻R_c21的一端与旋变线缆高频阻抗模型中等效电路HC2的A端口相连，等效电阻R_c21的另一端与等效电感L_c21的一端相连，等效电感L_c21的另一端与等效电阻R_f21的一端以及等效电容C_d21的一端相连，等效电阻R_f21的另一端与等效电容C₂₁的一端相连，等效电容C₂₁的另一端与等效电容C_d21的另一端以及等效电感L_g的一端相连；所述等效电路MC4包括等效电阻R_c22、等效电阻R_f22、等效电感L_c22、等效电容C₂₂以及等效电容C_d22，其中等效电阻R_c22的一端与旋变线缆高频阻抗模型中等效电路HC2的C端口相连，等效电阻R_c22的另一端与等效电感L_c22的一端相连，等效电感L_c22的另一端与等效电阻R_f22的一端以及等效电容C_d22的一端相连，等效电阻R_f22的另一端与等效电容C₂₂的一端相连，等效电容C₂₂的另一端与等效电容C_d22的另一端以及等效电感L_g的一端相连；所述等效电路MC5包括等效电阻R_c31、等效电阻R_f31、等效电感L_c31、等效电容C₃₁以及等效电容C_d31，其中等效电阻R_c31的一端与旋变线缆高频阻抗模型中等效电路HC3的A端口相连，等效电阻R_c31的另一端与等效电感L_c31的一端相连，等效电感L_c31的另一端与等效电阻R_f31的一端以及等效电容C_d31的一端相连，等效电阻R_f31的另一端与等效电容C₃₁的一端相连，等效电容C₃₁的另一端与等效电容C_d31的另一端以及等效电感L_g的一端相连；所述等效电路MC6包括等效电阻R_c32、等效电阻R_f32、等效电感L_c32、等效电容C₃₂以及等效电容C_d32，其中等效电阻R_c32的一端与旋变线缆高频阻抗模型中等效电路HC3的C端口相连，等效电阻R_c32的另一端与等效电感L_c32的一端相连，等效电感L_c32的另一端与等效电阻R_f32的一端以及等效电容C_d32的一端相连，等效电阻R_f32的另一端与等效电容C₃₂的一端相连，等效电容C₃₂的另一端与等效电容C_d32的另一端以及等效电感L_g的一端相连；等效电感L_g的另一端与等效电阻R_g的一端相连，等效电阻R_g的另一端接地。

进一步地，所述旋转变压器的高频阻抗模型包括等效电路Part1A和Part1B、等效电路Part2、等效电路Part3A和Part3B、等效电路Part4、等效电路Part5A和Part5B、等效电路Part6、等效电容C_r1～C_r3以及等效电容C'_r1～C'_r3，所述等效电路Part1A、Part1B、Part3A、Part3B、Part5A和Part5B结构相同且均包含等效电阻R_s1、等效电阻R_T1、等效电阻R_g1、等效电感L_s1、等效电感L_T1、等效电容C_s1、等效电容C_T1和等效电容C_g11，其中等效电阻R_g1的一端作为等效电路的A端口，等效电阻R_g1的另一端与等效电阻R_s1的一端、等效电感L_s1的一端以及等效电容C_s1的一端相连，等效电阻R_s1的另一端与等效电感L_s1的另一端、等效电容C_s1的另一端、等效电阻R_T1的一端以及等效电容C_g11的一端相连并作为等效电路的B端口，等效电阻R_T1的另一端与等效电感L_T1的一端相连，等效电感L_T1的另一端与等效电容C_T1的一端相连，等效电容C_T1的另一端与等效电容C_g11的另一端相连并作为等效电路的C端口；所述等效电路Part2、Part4和Part6结构相同且均包含等效电阻R₁₁、等效电阻R'₁₁、等效电感L₁₁、等效电感L'₁₁、等效电阻R_j1、等效电阻R'_j1、等效电感L_j1、等效电感L'_j1、等效电容C_j1、等效电容C'_j1、等效电阻R_w1、等效电感L_w1、等效电容C_g12和等效电容C'_g12，其中等效电阻R₁₁的一端与等效电感L₁₁的一端以及等效电阻R_j1的一端相连并作为等效电路的A端口，等效电阻R_j1的另一端与等效电感L_j1的一端相连，等效电感L_j1的另一端与等效电容C_j1的一端相连，等效电容C_j1的另一端与等效电阻R₁₁的另一端、等效电感L₁₁的另一端、等效电阻R_w1的一端、等效电感L_w1的一端以及等效电容C_g12的一端相连，等效电阻R'₁₁的一端与等效电感L'₁₁的一端以及等效电容C'_j1的一端相连并作为等效电路的B端口，等效电容C'_j1的另一端与等效电感L'_j1的一端相连，等效电感L'_j1的另一端与等效电阻R'_j1的一端相连，等效电阻R'_j1的另一端与等效电阻R'₁₁的另一端、等效电感L'₁₁的另一端、等效电阻R_w1的另一端、等效电感L_w1的另一端以及等效电容C'_g12的一端相连，等效电容C_g12的另一端与等效电容C'_g12的另一端相连并作为等效电路的C端口；等效电路Part1A的A端口与旋变线缆高频阻抗模型中等效电路HC1的B端口相连，等效电路Part1A的B端口与等效电路Part2的A端口、等效电容C_r1的一端以及等效电容C_r3的一端相连，等效电路Part1A的C端口与等效电路Part2的C端口以及等效电路Part1B的C端口相连并接电机机壳，等效电路Part1B的A端口与旋变线缆高频阻抗模型中等效电路HC1的D端口相连，等效电路Part1B的B端口与等效电路Part2的B端口、等效电容C'_r1的一端以及等效电容C'_r3的一端相连，等效电路Part3A的A端口与旋变线缆高频阻抗模型中等效电路HC2的B端口相连，等效电路Part3A的B端口与等效电路Part4的A端口、等效电容C_r1的另一端以及等效电容C_r2的一端相连，等效电路Part3A的C端口与等效电路Part4的C端口以及等效电路Part3B的C端口相连并接电机机壳，等效电路Part3B的A端口与旋变线缆高频阻抗模型中等效电路HC2的D端口相连，等效电路Part3B的B端口与等效电路Part4的B端口、等效电容C'_r1的另一端以及等效电容C'_r2的一端相连，等效电路Part5A的A端口与旋变线缆高频阻抗模型中等效电路HC3的B端口相连，等效电路Part5A的B端口与等效电路Part6的A端口、等效电容C_r3的另一端以及等效电容C_r2的另一端相连，等效电路Part5A的C端口与等效电路Part6的C端口以及等效电路Part5B的C端口相连并接电机机壳，等效电路Part5B的A端口与旋变线缆高频阻抗模型中等效电路HC3的D端口相连，等效电路Part5B的B端口与等效电路Part6的B端口、等效电容C'_r3的另一端以及等效电容C'_r2的另一端相连。

进一步地，所述步骤(2)中对于耦合路径中除电机线缆和旋变线缆外的其他任一部件，采用阻抗分析仪测试该部件的共模和差模阻抗以及端口之间阻抗，记为测试值；根据部件的拓扑采用高频阻抗模型参数表示该部件的共模和差模阻抗以及端口之间阻抗，记为计算值；将测试值与计算值的最小方差作为目标函数，并采用非线性优化算法对目标函数进行优化求解，从而计算得到该部件的高频阻抗模型参数，所述目标函数的表达式如下：

其中：Z_m1(f)为部件在频率点f下共模阻抗的测试值，Z_e1(f)为部件在频率点f下共模阻抗的计算值，Z_m2(f)为部件在频率点f下差模阻抗的测试值，Z_e2(f)为部件在频率点f下差模阻抗的计算值，Z_m3(f)为部件在频率点f下端口之间阻抗的测试值，Z_e3(f)为部件在频率点f下端口之间阻抗的计算值。

进一步地，所述步骤(4)中通过观察小波时频图中的频谱能量分布以及小波分解图中低频分量和高频分量的峰峰值，可确定1MHz的高频分量是导致旋变信号畸变的主要原因，且该高频分量频谱能量分布最强的区段即为导致旋变信号畸变的频率范围，进而通过以下公式计算该频率范围内旋变信号所需的***损耗IL；

其中：V_pp为旋变信号质量要求的峰峰值，V_ppl为旋变信号低频分量的峰峰值，V_pph为导致旋变信号畸变的高频分量的峰峰值。

进一步地，所述步骤(5)中***损耗函数的表达式如下：

其中：IL_dm为接入共模电感后旋变调理电路端口电压的***损耗，Z_L为共模电感的阻抗，Z_cm为旋转变压器高频阻抗模型中等效电路Part1A的阻抗，Z_cable为旋变线缆高频阻抗模型等效电路HC1中等效电阻R_c、等效电阻R'_c、等效电感L_c和等效电感L'_c总的阻抗，Z₁为旋变调理电路高频阻抗模型中等效电路MC1的阻抗，Z₂为旋变调理电路高频阻抗模型中等效电路MC2的阻抗。

与现有技术相比，本发明具有以下有益技术效果：

1.本发明定量分析了电机驱动系统与旋转变压器系统之间的电磁干扰耦合，实现了旋转变压器系统耦合电磁噪声的准确评估。

2.本发明利用旋转变压器系统耦合电磁干扰噪声的电路模型，可以定量地设计EMI滤波器，并且可以在产品设计阶段将该EMI耦合考虑进去，进行充分设计，减少后期滤波器的设计和试验时间，减少开发成本。

附图说明

图1为本发明旋转变压器电磁干扰噪声的测评及抑制方法的流程示意图。

图2为永磁同步电机和旋转变压器的结构示意图。

图3为永磁同步电机与旋变绕组之间的电场耦合示意图。

图4为新能源汽车电机驱动系统与旋转变压器系统之间噪声耦合路径图。

图5为旋转变压器的高频等效电路图。

图6为电机驱动系统与旋转变压器系统之间EMI耦合模型示意图。

图7为励磁绕组差模电压时域波形的测试与仿真结果对比图。

图8为励磁绕组差模电压的小波时频图。

图9为励磁绕组差模电压的小波分解图。

图10为***共模电感后旋变励磁回路等效电路图。

图11为***共模电感后励磁绕组差模电压时域波形的测试与仿真结果对比图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1所示，本发明旋转变压器电磁干扰噪声测评及抑制方法通过建模仿真的方式，实现旋变耦合EMI的评估，并用于指导滤波电感的设计，具体包括以下步骤：

步骤S1：根据设备的电路原理图和绕组与机壳之间的电容耦合效应，确定电机驱动系统与旋转变压器系统之间的电磁噪声耦合路径，该路径包括电机线缆、电机、旋转变压器、旋变线缆、旋变调理电路，并建立耦合路径中各部件的高频模型。

具体地，通常电机线缆与旋变线缆之间的距离较远，线缆之间的电磁耦合可以忽略。如图2所示，旋变转子安装在电机轴上，旋变定子安装在电机机壳上。电机绕组和旋变绕组与机壳之间均存在寄生电容，电机驱动系统产生的EMI会通过电机绕组与机壳之间的寄生电容传播至电机机壳；电机机壳上的EMI会通过旋变绕组与机壳之间的寄生电容耦合至旋变绕组，所以永磁同步电机上的EMI会通过电场耦合的形式，耦合至旋转变压器，如图3所示。综上可以得出，电机驱动系统产生的EMI会通过线缆、电机绕组以及寄生参数耦合至电机机壳；机壳上的EMI噪声再通过寄生电容耦合到旋变绕组，进而传播到旋变线、旋变调理电路，最后通过低压电路的地线返回至电机驱动系统，耦合路径如图4中虚线所示。

逆变器用戴维南等效电路进行等效建模，考虑到其内阻抗远小于外部负载的阻抗，逆变器进一步简化为理想电压源；电机线缆和旋变线缆用传输线模型进行建模；电机和旋变用多导体传输线理论进行建模，简化后用集总电路表示，旋变的高频等效电路如图5所示；考虑旋变调理电路中各元器件的寄生参数，运算放大器等效为开路、推挽电路等效为寄生电阻和寄生电容并联的模型、瞬态电压抑制二级管用其寄生电容表示，在考虑印刷电路板和导线的寄生电感，进而得到旋变调理电路的模型，如图6左侧虚线框中的电路所示。综合以上模型，可以得到电机驱动系统与旋转变压器系统的EMI耦合模型，如图6所示。

步骤S2：使用有限元数值计算方法，仿真提取电机线缆和旋变线缆的阻抗参数；利用阻抗分析仪测试耦合路径中其它部件的高频阻抗，建立测试阻抗与模型参数的关系，采用非线性优化算法提取上述部件的模型参数。

具体地，在有限元仿真软件中建立电机线缆和旋变线缆的三维电磁模型，仿真提取电机线缆和旋变线缆的自阻抗以及互阻抗参数；测试逆变器输出端口的共模电压作为其电压源参数；测试部件(涉及旋变、电机、以及旋变调理电路)的共模和差模阻抗以及端口之间阻抗，记为测试值Z_m；再分别根据被测部件的拓扑，用模型参数表示该部件的共模和差模阻抗以及端口之间阻抗，记为计算值Z_e；将测试值与计算值的最小方差作为优化目标，如以下公式所示；再采用非线性归化算法，对模型参数进行拟合优化，最终得到部件电路模型的参数。

其中：Z_m1(f)为部件在频率点f共模阻抗的测试结果，Z_e1(f)为部件在频率点f共模阻抗的计算结果，Z_m2(f)为部件在频率点f差模阻抗的测试结果，Z_e2(f)为部件在频率点f差模阻抗的计算结果，Z_m3(f)为部件在频率点f端口之间阻抗的测试的结果，Z_e3(f)为部件在频率点f端口之间阻抗的计算结果。

步骤S3：在电路仿真软件中，建立表征电机驱动系统与旋转变压系统之间电磁干扰耦合的电路模型，基于该模型仿真评估旋转变压器系统耦合到的电磁干扰噪声。

具体地，基于以上的耦合模型和模型参数，在电路仿真软件(如Matlab/Simulink)中建立电机驱动系统与旋变系统的EMI耦合模型，并设置模型参数；基于该模型可以仿真出耦合噪声的旋变信号，仿真与实测励磁信号的时域波形如图7所示，可以看出仿真结果与测试结果吻合。

步骤S4：使用小波变换，计算旋变信号的小波时频图和小波分解图，并与旋变信号的时域波形对比，得到导致旋变信号畸变的频率分量。

具体地，根据旋变解算芯片的手册，如ADS1210，旋变输出信号的峰峰值须小于4V；考虑旋变励磁信号与输出信号的变比关系，得到旋变励磁信号的峰峰值应小于13V。使用小波变换对旋变励磁信号进行处理，计算旋变信号的小波时频图，如图8所示，可以看出旋变信号时域波形尖刺出现的位置主要对应500kHz～5MHz频段的电磁干扰噪声；为了进一步确定导致该时域波形峰峰值超出13V的原因，本发明使用小波变换将该信号分解成两部分：低于1MHz的频率分量和高于1MHz的频率分量，分别记作低频电压和高频电压，如图9所示，从图9可以看出1MHz以下频率分量的时域波形峰峰值小于13V，基波信号峰峰值为11.2V；从图7可以看出低频和高频总的时域波形峰峰值大于13V，所以超过1MHz的谐波信号是导致旋变信号出现畸变超标的主要原因。为了使得旋变励磁信号峰峰值小于13V，1MHz～5MHz频段信号峰峰值应小于1.8V，如图9所示，受到电磁干扰后1MHz～5MHz频段信号峰峰值为7.4V，所以1MHz～5MHz频段的信号应至少衰减12dB。

步骤S5：基于电路模型，在旋转变压器励磁绕组对应的一路旋变线缆端口与旋变调理电路端口之间接入共模电感，得到在接入共模电感后旋变调理电路端口差模电压的***损耗函数，进而计算出满足差模电压***损耗要求的共模电感值，得到电磁干扰抑制的设计方案。

为了分析EMI噪声在旋变电路中的耦合行为，本发明推导励磁回路中旋变端口电压与旋变共模电流的关系：

其中：U_dm、I_cm分别为励磁调理电路端口的电压和励磁线缆上的共模电流，Z_cm为旋变励磁绕组的共模阻抗，Z_cable为旋变线缆的阻抗，Z₁为励磁信号调理电路EXC端口的等效阻抗，Z₂为励磁信号调理电路端口的等效阻抗。

由上式可以看出，励磁信号的调理电路不对称时，共模电流会转化成差模电压，并且可通过减小共模电流来抑制差模电压。本发明在旋变调理电路中***共模电感来抑制旋变调理电路端口的电压噪声，***共模电感后的励磁电路如图10所示；根据电路模型，计算得到共模电感的***损耗函数：

其中：U'_dm为滤波后励磁调理电路端口的电压，Z_L***共模电感的阻抗。

为了满足抑制旋变差模电压中噪声信号所需的***损耗要求，计算得到共模电感的电感量应大于68μH；选用72μH的共模电感接入到励磁信号调理电路中，仿真与实测滤波后励磁信号的时域波形如图11所示，可以看出仿真与测试结果吻合度高，且***共模电感后，旋变信号的毛刺得到了明显抑制；最终将在励磁信号调理电路中***72μH的共模电感作为旋变电磁干扰噪声的抑制方案。

上述的对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。