具体实施方式

本发明人已经开发了一种硬件解决方案，该硬件解决方案可以例如与节能信号检测算法结合使用，以允许卫星定位应用中的跟踪间隔超过一秒。节能信号检测算法的一个示例在本发明人的于2015年8月13日提交的、题为“飞行时间检测的系统和方法(Systemand Method of Time of Flight Detection)”、现为美国专利9,439,040(“040专利”)的美国专利申请(序列号No.14/826,128)中。因为长跟踪间隔，所以接收器所需的功率比现有技术的接收器少得多。

图1示出了根据本发明的一个实施例的信号检测系统100。如图1所示，信号检测系统100包括：用于接收卫星信号的天线108；用于对接收到的卫星信号放大的低噪声放大器107；用于对接收到的卫星信号进行带宽限制的表面声波(SAW)滤波器106；以及用于对接收到的卫星信号进行解调和进一步的模拟处理的射频(RF)前端处理单元111。RF前端处理单元111还从温度补偿晶体振荡器(“TCXO”)101接收振荡器信号112。定时信号112还允许在时钟生成电路102中生成时钟信号118。在一些实施例中，时钟生成电路102是可选的，在该实施例中，计数器可以直接接收TCXO信号。根据本发明的一个实施例，对于GPS应用，可以使时钟信号118精确到微秒的1/16(即，在16MHz，精确到1/16μs)。使用来自TXCO 101的振荡器信号112进行模拟信号处理以及使用时钟信号118进行定时的优势在于，这些信号的时间精确度独立于环境中温度改变。RF前端处理单元111包括模数转换器，根据常规信号处理协议，该模数转换器可以在时钟信号113的每个时钟周期提供4比特数据信号117。时钟信号113和118可以具有不同的频率，该时钟信号113和118优选地基于相同的时钟源(例如TCXO 111)。在一实施例中，时钟信号113可约为32MHz，而时钟信号118可为16MHz。时钟信号113与118之间的相对相位可以是任意的，因为由时钟生成电路102和TXCO 111引起的延迟可能不同。在一个实施例中，4比特数据信号117包含两个信道，该信道提供接收到的卫星信号的数字同相(I)和正交(Q)基带样本。

4比特数据信号117被接收到存储器电路109中的缓存器中，其随后由中央处理单元(CPU)110取回以进行处理。CPU 110可以使用例如’040专利中公开的节能算法来执行信号处理。在一个实施例中，CPU 110可以是专用集成电路(ASIC)。在一个实施例中，当接收到来自4比特数据信号117的预定量的数据时(例如，当存储器电路109中的缓存器被填充时，或者在预定间隔(诸如几毫秒)之后)，引发中断以指示CPU 110数据已准备好进行处理。出于能效的目的，可以在填充存储器电路109中的缓存器之后关闭RF前端处理单元111中的数据处理。CPU 110还可以在处理存储器电路109的缓存器中的数据之后进入睡眠模式。对接收到的卫星信号进行采样的准确定时允许延长的跟踪间隔(例如1秒)。此准确定时由TCXO101提供。

在信号检测100中，提供计数器119以基于时钟信号118生成定时信号116。结果，定时信号116可被用于标记每个跟踪间隔的开始精确到时钟信号113(例如，1/16μs)。1比特数据缓存器为用来将4比特数据信号117接收到存储器电路109的缓存器电路中的输入接口(可由串行外围接口(SPI)电路103实现)提供使能信号115。使能信号115是SPI电路103的输出值，其由存储在1比特数据缓存器中的逻辑值“1”提供。当通过定时信号116使能SPI电路103的输出数据时，使能信号119在时钟信号113的下一个下降沿处从逻辑值“0”转变为逻辑值“1”。该输入接口也可以由四个并行SPI电路实现，由附图标记104表示。以这种方式，SPI电路103将使能信号115的边沿与时钟信号113对准(即，SPI电路104在时钟信号113的下降沿对4比特数据信号进行采样)。将使能信号115的边沿与时钟信号113对准还有助于保持4比特数据信号的样本彼此同步，即，避免它们之间的相对比特偏移。这在使用并行的四个分离的1比特SPI电路实现SPI电路104时尤其重要。

在一个实施例中，可以使用可从NXP半导体公司获得的嵌入式控制器集成电路LPC54114来实现SPI电路103和104、存储器电路109、计数器119和CPU 110。LPC54114嵌入式控制器包括ARM微处理器、板载存储器电路和8个板载SPI接口电路，这些器件可用于实现CPU 110、存储器电路109和SPI电路103、计数器119和SPI电路104。在一个优选实施例中，实现计数器119以使得生成定时信号116不受CPU中断的控制，因此可以精确控制定时。

图2示出了SPI电路104的输出端子处的4比特数据信号117的定时。图2示出了(i)SPI电路104处的使能信号EN(即，图1的使能信号115)、(ii)数据信号D(即，图1的4比特数据信号117)，以及(iii)时钟信号CLK(即，时钟信号113)。如图2所示，在时间t₀处，使能信号EN被置位(asserted)，这使得SPI电路104能够开始使用例如直接存储器访问(DMA)机制来填充存储器电路109中的缓存器。在对使能信号EN置位后，在时间t₁处并且时钟信号CLK的每个时钟周期之后，数据信号D从SPI电路104向存储器电路109中的数据缓存器输出4比特的I或Q样本。在预定时间周期(例如，对于1023个码片为1毫秒)内提供数据。例如，在时间t₁₀₂₃处，使能信号EN去置位(deasserted)，并且从数据信号D输出的I和Q数据样本也终止。

然后，CPU 110可以对数据缓存器中的数据启动搜索算法(诸如上面提到的’040专利中教导的算法)，以确定接收到的卫星信号中的延迟时间和多普勒频率。通常，搜索算法中的一部分(称为“匹配滤波器”)针对搜索空间中选定的一组延迟和多普勒值对计算复制信号与卫星信号之间的相关性。图3示出了在对一个卫星信号进行检测的期间，在延迟d₁、d₂、d₃和d₄处的匹配滤波器输出值(相关值)。在一实施例中，可以使用32个延迟值。当复制信号在延迟和多普勒值中均与接收到的卫星信号完美对准时，匹配滤波器的输出值预期达到其最大值。对于在提供最大值的延迟-多普勒值对附近的一些延迟-多普勒值对，匹配滤波器输出为非零，但不是最大值。换言之，假设多普勒值被对准，则在延迟d₁、d₂、d₃和d₄处的匹配滤波器输出值接近(但不是)提供最大值的延迟值。提供最大值的延迟值d_t预期在延迟d₂与d₃之间。根据本发明的一个实施例，分别使用延迟d₁和d₂，以及d₃和d₄处的匹配滤波器输出值，可以根据估计时刻d_t之前和之后的匹配滤波器输出值的增加和减少的变化率(“斜率”)来估计延迟值d_t。例如，使用图4中的四个延迟d₁、d₂、d₃和d₄，可以根据连接延迟d₁和d₂的匹配滤波器输出值的直线与连接延迟d₃和d₄的匹配滤波器输出值的直线的交点来估计延迟d_t。估计延迟d_t的其他形式也是可能的，诸如通过将增加的匹配滤波器输出值和减少的匹配滤波器输出值拟合到延迟值的一个或多个多项式中。确定时间d_t的另一种方法计算匹配滤波器输出值的导数(即变化率)，并且估计导数达到零时的时间。

为了确定接收器的位置，需要使用卫星的星历信息的三角测量处理。此外，星历信息对于冷启动期间的粗略采集尤其有用。可以通过解码所接收的卫星信号来提取这样的星历信息，这是一个耗时的处理，或者从拥有该信息的源接收这样的星历信息。通常，访问这样的源需要通过蜂窝电话系统的数据连接或对因特网(例如，WiFi或另一宽带介质)的访问。对于移动设备，这样的数据连接可能不是在任何给定时间都可用。无论如何，通过这种数据连接进行通信会消耗大量功率。本发明提供了不需要常规数据连接的方法和系统。

图4示出了根据本发明的一个实施例的系统400，其中在没有常规数据连接的情况下提供了用于定位的星历数据。如图4所示，系统400包括接收器301，其通过低功率、远程无线数据连接从站302请求星历信息。可以从许多低功率广域网(“LPWAN”)中的任何一种获得这种低功率、远程无线数据连接。这种LPWAN的一个示例是LoRa网络，该LoRa网络在大约30英里的范围内以大约50字节/秒的数据速率提供数据连接。使用LoRa网络上的数据连接，接收器301可以从站302(可以相距30英里)接收星历数据。由于完整的星历信息约为100KB，并且由于LPWAN上的数据速率相对低(例如，50字节每秒)，因此本发明以压缩数据格式向接收器301提供星历数据中仅对当下执行信号处理任务必不可少的那部分数据。在一个实施例中，由于LoRa通信的范围小于100英里，所以站302提供仅在不久的将来短时间有效的星历数据，并且仅针对在其地平线以上(“可见”)或略在其地平线以下(“近可见”)的卫星。

根据本发明的一个实施例，从站302提供的星历数据包括在预定的短时间周期(例如2小时)内在站102附近可见的每个可见或近可见卫星的预期多普勒和预期仰角。图5a是对于从站102可见或近可见的给定卫星，在接下来的120分钟的周期内多普勒值的示例性估计变化。为了提供多普勒值的该估计变化，站302将多普勒频率的估计变化拟合到三阶或四阶多项式并提取对应的系数。用于曲线拟合的算法对较大的多普勒变化值赋予较大的权重(即，使误差最小化)。在一个实施例中，站302为每个可见或近可见卫星发送该卫星的标识符、当前延迟估计、当前多普勒估计，以及多普勒频率变化的拟合多项式的系数。这些值允许接收器301重构从上述曲线拟合处理中获得的多普勒变化多项式。

图5b是对于从站102可见或近可见的给定卫星，在120分钟的周期内仰角的示例性估计变化。为了提供仰角值的该估计变化，如在图5a的多普勒变化中，站302将仰角的估计变化拟合到三阶或四阶多项式，并提取对应的系数。与多普勒频率的情况不同，用于仰角曲线拟合的算法对较小的仰角值(例如，-5°至5°或略在地平线以上或以下)赋予更大的权重(即，将误差最小化)。在一个实施例中，站302为每个可见或近可见卫星发送仰角的当前估计和仰角变化的拟合多项式的系数。这些值使得接收器301能够重构仰角变化多项式。

当拟合多项式中的误差在某些预定误差条内被允许时，用于表示多项式中的每个系数的比特数被最小化。例如，在一个实施方式中，当仰角为约15度时，多普勒频率的误差条为±100Hz，仰角的误差条为约±2度。

通过仅发送可见或近可见卫星的星历数据并以压缩数据格式发送，可以仅使用大约100个字节将必要的星历信息发送到站302附近的接收器301。即使在LoRa通信网络中的低数据速率的情况下，星历信息也可以在几秒内被提供给请求的接收器。因此，本发明允许接收器使用通过LPWAN传输的压缩星历数据来实现快速的粗略采集。

接收到压缩星历后，接收器就对可见卫星执行采集和跟踪，以从每个卫星中计算出伪距。伪距可以被发送回站302(或AGPS服务器)，在其中可以使用完整的星历来完善接收器的位置和时间。

在采集步骤中，接收器在延迟-多普勒空间中搜索粗略的延迟和多普勒值范围。本发明的压缩星历有助于减少在采集处理期间需要搜索的卫星数量和多普勒范围。采集步骤还减少了跟踪步骤的搜索空间。在一实施例中，在跟踪期间的搜索范围的延迟约为0.5微秒，多普勒约为100Hz。计数器119精确地控制采集与跟踪之间的间隔，以及连续跟踪步骤之间的间隔。每个间隔中的误差被控制为小于在跟踪步骤中的延迟搜索范围(例如，在一个实施例中，约为1/2码片或0.5微秒)。根据本发明的一个实施例，在采集或跟踪步骤之后，可以使用以下公式根据当前测量的延迟值t_cd预测下一个延迟值t_nd(即，延迟值的下一个搜索范围的中心)：

其中，Δf是当前测得的多普勒值，f是来自被跟踪卫星的信号的频率，τ是跟踪间隔。

在为每个卫星测量了延迟t_d之后，可以使用AGPS方法确定接收器的位置。在一个实施例中，不测量1-ms边界的边沿处的传输时间，并且使用来自5个或更多个卫星的延迟来计算接收器的位置和时间。可以在“A-GPS:Assisted GPS,GNSS,and SBAS”ISBN-10:1596933747中找到这种方法的一种方法。

在一实施例中，RF前端111的采样频率对于采集和跟踪步骤是不同的。在采集步骤中，RF前端111使用较低的采样频率(例如4MHz)以减少用于采集步骤的计算量。然而，在跟踪步骤中，RF前端111使用较高的采样频率，这提高了延迟估计的准确性，并因此提高了伪距估计的准确性。

根据本发明的一个实施例，使用本文和’404专利中公开的信号检测方法，本发明提供了一种非常低功率的定位设备。实际上，这种定位设备的功率很低，故可以用太阳能供电。图6a、6b和6c示出了根据本发明的一个实施例的六边形壳体600的俯视图、仰视图和侧视图，该壳体600适合于容纳这种定位设备。图6a、6b和6c的壳体600沿每个六边形边可以是2英寸长，并且大约是1/2英寸厚。如图6a所示，太阳能板1可以安装在壳体600的顶盖上。用于通过LPWAN(例如LoRa网络)进行通信的通信天线2可以沿六角形壳体600的一侧安装。

图6d示出了根据本发明的一个实施例设于壳体600内的印刷电路板620，在该印刷电路板620上可以安装各种电路部件。印刷电路板620包括：(i)用于接收用于信号检测的卫星信号的GPS天线3，(ii)耦合到通信天线2的通信模块4，其用于通过LPWAN(例如，LoRa网络)传输和接收数据信号，(iii)包括图1中所示的电路的定位模块5，(iv)可再充电的电池8(例如，基于锂化学的电池)，(v)与太阳能板1和电池8两者耦合的功率模块7，其配置为调节功率调节操作(例如，对电池8充电)，以及(vi)控制模块8，其通常控制安装在印刷电路板620上的电路。

提供以上详细描述以说明本发明的特定实施例，而不意图对本发明进行限制。在本发明范围内的许多修改和变化是可能的。本发明在所附权利要求中提出。