具体实施方式

OFDM信号在发送器中在边带模式中上变频，并且在接收器中借助中频下变频，以便分析处理两个边带。通过产生的双倍的带宽还产生两倍高的分辨率。

图1示出基于正交频分多路复用方法OFMD的传统雷达系统的简化的概览电路图。在电子存储器装置1a(例如RAM)中保存有发送信号的数字信息，例如待发射的、离散的、等距的发送频率的或OFDM子载波的序列。例如，通过快速傅里叶逆变换iFFT产生基带发送信号的复采样值，其中，这些值保存在电子存储器装置1a中，从该电子存储器装置中能够循环地读出所述值。

D/A转换器2a由从存储器装置1a中周期性读出的序列产生循环的、复模拟基带信号。

借助第一混频器装置3和振荡器装置4将基带发送信号转移到期望的频率范围(例如77...78GHz)中，然后将其通过发送天线5发射，在汽车领域中例如以77GHz的载波频率发射。

如果使用简单的混频器，则由此产生两个边带SB1、SB2。如果接收器在基带(大约f＝0Hz)中借助相同的载波频率进行混频，则带相互卷积并且尤其是在动态场景的情况下造成不期望的干扰。因此，在发送器中能够使用IQ混频器，该IQ混频器抑制第二边带。然而，发送器中的硬件花费由此变成2倍，因为I信号和Q信号必须分别独立地通过D/A转换器生成并且预先存储。也能够使用中频系统，该中频系统要么在发送器中、要么在接收器中使用滤波器，以便抑制不期望的边带。

可以看到发送设备10的第二路径，该第二路径具有第二存储器装置1b和第二D/A转换器2a，该第二D/A转换器用于在很大程度上消除第一边带SB1。这用于：借此在接收信道中能够处理基带。

图2示出所提出的用于OFDM雷达系统100的发送设备10的第一实施方式。可以看到，现在只存在单个路径，该单个路径具有存储器装置1a和D/A转换器2a，所述存储器装置和所述D/A转换器用于借助第一振荡器装置4将模拟发送信号上变频。经OFDM调制的发送信号借助第一混频装置3(双边带混频器)产生，因此，当基带信号的调制带宽为B时，该经OFDM调制的发送信号具有2xB的发送带宽。结果是，由此产生发送信号的如图2所示的发送频谱，该发送频谱具有两个边带SB1、SB2，其中，混频信号的频率fLO位于两个边带SB1、SB2之间的中央。但是，在这种形式中，接收装置不能够处理发送频谱，因为在下变频时出现镜像效应，由此边带相互叠加。

由于发送设备10在双边带模式中工作，因此该发送设备不像现有技术中那样需要IQ混频器。因此，有利地取消传统发送设备10的第二D/A转换器2a和为此所需要的数字存储器装置1b。此外，在发送设备10中的相同的采样率的情况下，发送设备10的所产生的模拟信号带宽变成2倍，这有利地使OFDM雷达系统的可能的距离分辨率变成两倍。

为了处理由发送设备10发出的发送信号，此外还提出一种用于OFDM雷达系统的接收设备20，借助该接收设备获得如图3所示的接收频谱。当提供具有频率fLO2的、被偏移了带宽B的振荡器信号时，对于所提出的接收设备20可以使用双边带混频器的形式的第二混频器22。这能够实现，仅将单个的A/D转换器25用于接收信号的采样。在这种情况下，振荡器信号的频率fLO2位于接收信号的总带宽的旁边，如图3中可以看出。在图3的情况下，频率fLO2低于第一边带SB1，然而该频率也能够高于第二边带SB2(未示出)。

与在通信技术中的应用不同，在雷达应用的情况下，子载波上的编码信息不被使用，而是在接收设备20中通过频谱分割而被消除，使得仅载波上的信道信息被保留。由于第二边带SB2在这种情况下是第一边带SB1的复共轭的、镜像的副本，因此，两个边带SB1、SB2包含相同的代码，但是在信道中遍历不同的频率点并且因此具有不冗余的信道信息。

在所提出的接收设备20中，借助中频如此进行混频，使得能够分析处理两个边带SB1、SB2。在此，必须如此调节A/D转换器25的采样率，使得对两个边带SB1、SB2进行明确唯一且完整地被采样。然后，如此分析处理的带宽(距离分辨率)是发送信号的借助发送设备10生成的带宽的两倍。

用于混频信号的振荡器频率能够在57GHz与300GHz之间，对于汽车雷达而言优选在76GHz与81GHz之间。混频信号的频率fLO与fLO2之间的间距计算为：

fLO2≈fLO±B (1)

其中，

B OFDM信号的调制带宽(例如在1MHz与2GHz之间)。

图4示出所提出的接收设备20的第一变型的原理方框电路图。为了保证所提出的发送设备10与所提出的接收设备20之间的相关的相位噪声，可以将相同的振荡器信号用于发送设备10和接收设备20。对于发送设备10和接收设备20所需的中频能够借助ZF装置23、IQ混频器的形式的第三混频器装置24和第二频率源(例如DDS(英语：direct digitalsynthesis，直接数字合成器，未示出)或者VCO(英语：voltage controlled oscillator，电压控制振荡器，未示出))来产生。由于能够在低频率的情况下产生中频(例如在1GHz的情况下)，因此，相加的相位噪声更小。由于载波频率和中频通常在固定的频率的情况下混频，因此，第三混频器装置24能够准确地与该频率特性协调。

这借助图4的接收设备20来实现。在接收设备20中，接收信号与被偏移了带宽B的振荡器信号混频并且被采样。因此，能够恢复发射的两个边带SB1、SB2，而为此不需要IQ接收混频器。

可以看到第一振荡器装置4，该第一振荡器装置连同中频装置23在功能方面与第三混频器装置24连接。由此，通过接收天线21接收的接收信号能够借助第二混频器装置22混频到基带中，然后能够借助A/D转换器25来分析处理。因此，在A/D转换器25的输出端上提供在基带中的、复数字时间信号。为了这个目的，必须如此构造A/D转换器25，使得其能够对完整的接收频谱进行采样。通过这种方式，对于接收信号获得带宽2B，这能够显著地改善所提出的OFDM雷达系统100的距离分辨率。

图5示出所提出的接收设备20的第二变型。在这种情况下，用于接收信号的混频信号的频率与发送设备10独立地产生，为此，分别使用发送设备10的和接收设备20的独立的振荡器装置4、26。然后，虽然在这种配置中两个振荡器装置4、26的相位噪声不再是相关的，但是其中，这能够借助两个振荡器装置4、26的耦合(例如通过相同的参考(Referenz)，未示出)来改善。

图6示出图4的接收设备的细节，其中，更详细地示出发送设备10的振荡器频率fLO与接收设备20的振荡器频率fLO2之间的频率偏移的一种产生方式。在此，向第三混频器装置24提供所提到的振荡器频率fLO、fLO2的差，并且借助第一振荡器装置4将所述差上变频到根据图3的接收带中。

下表示出在传统OFDM雷达系统与所提出的OFDM雷达系统之间一些技术参数的比较。

表格

可以看到，根据本发明的OFDM雷达系统100的重要的技术参数在数值方面是减半的，因此为了实现所述技术参数只需要基本上一半的技术开销。

图7示出所提出的用于运行OFDM雷达系统100的方法的原理流程。

在步骤200中，在基带中生成模拟发送信号。

在步骤210中，执行模拟发送信号与在第一频率fLO上的第一混频信号的混频，其中，第一混频信号的第一频率fLO位于发送带的两个边带SB1、SB2之间的中央。

在步骤220中，进行接收信号的接收。

最后，在步骤230中，执行接收信号与在第二频率fLO2上的第二混频信号到基带中的混频，其中，第二混频信号的第二频率fLO2以限定的方式位于接收信号的总带宽2B的旁边。

替代地，也可能的是，以与所示出的顺序不同的顺序执行信号处理步骤中的一些信号处理步骤。

通过所提出的方法支持对OFDM雷达系统的现有资源的优化的利用。

虽然仅在OFDM雷达系统的上下文中描述所描述的方法，但是也能够尤其是在雷达领域中设想应用于具有数字多载波调制的其他系统。

图8示出所提出的具有所提出的发送设备10和所提出的接收设备20的OFDM雷达系统100的方框电路图。

有利地，所提出的方法也能够实施为一种软件程序，该软件程序在电子OFDM雷达系统100上运行，由此有利地支持该方法的可适配性。

本领域技术人员可以将本发明的所描述的特征进行适当改动和相互组合，而不偏离本发明的核心。