具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案做进一步的详细说明：

本发明可以以许多不同的形式实现，而不应当认为限于这里所述的实施例。相反，提供这些实施例以便使本公开透彻且完整，并且将向本领域技术人员充分表达本发明的范围。在附图中，为了清楚起见放大了组件。

本发明公开一种智能车双电机线控转向系统跟踪及同步控制方法，所述智能车双电机线控转向系统包括转向盘转角传感器、车速传感器、变传动比模块和转向执行模块；

所述转向盘转角传感器用于获得转向盘转角信号，并将其传递给所述变传动比模块；

所述车速传感器用于获取智能车的车速信号，并将其传递给所述变传动比模块；

所述变传动比模块用于根据获得的转向盘转角信号、车速信号计算出智能车两个转向电机的目标转角，并将其传递给转向执行模块；

所述转向执行模块包括转向电机A、减速器A、传动齿轮A、转向电机B、减速器B、传动齿轮B、齿条、左转向横拉杆和右转向横拉杆，其中，转向电机A通过减速器A和传动齿轮A的转轴相连，转向电机B通过减速器B和传动齿轮B的转轴相连；传动齿轮A、传动齿轮B均和所述齿条啮合；所述齿条左、右两端分别和所述左转向横拉杆、右转向横拉杆固连；所述左转向横拉杆、右转向横拉杆分别和智能车的左转向车轮、右转向车轮对应相连；转向电机A、转向电机B型号相同；

如图1、图2所示，所述智能车双电机线控转向系统跟踪及同步控制方法包含如下步骤：

所述智能车双电机线控转向系统跟踪及同步控制方法包含如下步骤：

所述转向电机A、转向电机B采用转角环、电流环双闭环控制，其中，转角环采用二阶自抗扰控制器控制，电流环采用滑模控制器控制，以加强双电机线控转向系统的跟踪性能；

所述转角环二阶自抗扰控制器包含三阶扩张状态观测器和状态误差反馈控制律；

所述转向电机A和转向电机B之间采用交叉耦合同步控制结构，采集转向电机A和转向电机B的实际转角做差经过同步控制器得到的补偿电流信号给转向电机A和转向电机B的电流环，消除转向电机A和转向电机B之间转角不一致性，以加强双电机线控转向系统的同步性能。

图1、图2中，θ_sw为转向盘转角；θ^*为转向电机A、转向电机B的参考转角；v为车速；θ₁为转向电机A实际转角；θ₂为转向电机B实际转度；i₁为转向电机A实际电流；i₂为转向电机B实际电流；i、同步控制器输出的补偿电流；δ_f为车轮转角；T_L1为转向电机A的负载转矩；T_L2为转向电机B的负载转矩；u_d1为转向电机A的输入电压；u_d2为转向电机B的输入电压图中，J为转动惯量；B为黏滞摩擦系数；K_t为转矩系数；K_e为反电动势系数；ω为电机角速度；R为定子电阻；L为定子绕组的等效电感；i_a为电机电流；T_L为负载转矩；θ为电机的转角；z₁,z₂,z₃为扩张观测器的状态变量；为系统控制增益的估计值；为转向电机转矩系数K_t的估计值；为转动惯量J的估计值。

所述转角环二阶自抗扰控制器的三阶扩张状态观测器的建立包括以下步骤：

步骤A.1)，建立转向电机运动学方程：

式中，J为转动惯量；B为黏滞摩擦系数；K_t为转矩系数；T_L为负载转矩；θ为电机的转角；i_a为电机的电流；

步骤A.2)，将转向电机运动学方程写成二阶自抗扰控制的标准形式：

式中，f为系统转角环的总扰动；分别为对转向电机转矩系数K_t的估计、转动惯量J的估计；y为电机的转角；b₀为系统控制增益的估计值；u为控制器输出；

步骤A.3)，定义状态变量：

步骤A.4)，将等式(2)写成状态空间形式：

式中，为系统的状态变量，C＝[1 0 0]，D＝[0 0 0]，F＝[0 0 0]；

步骤A.5)，建立三阶扩张状态观测器对系统的总扰动进行估计：

式中，z＝[z₁,z₂,z₃]^T为扩张观测器的状态变量；L＝[β₁ β₂ β₃]^T为观测增益矩阵；

步骤A.6)，将A,B,L,C带入公式(5)中得到三阶扩张状态观测器的状态空间形式：

步骤A.7)，对等式(5)进行化简得到：

步骤A.8)，将等式(4)减去等式(7)：

步骤A.9)，定义两个系统状态变量误差为x-z＝e，则式(8)改写为：

步骤A.10)，矩阵A-LC稳定就有e→0，从而能使得z→x，而矩阵A-LC稳定的条件是其特征多项式的根均具有负实部，矩阵A-LC的特征多项式为：

式中，s为拉普拉斯算子；

步骤A.11)，建立性能稳定且能给出稳定过渡过程的特征方程，其表达式为：

(s+ω₀)³＝s³+3ω₀s²+3ω₀ ²s+ω₀ ³ (11)

式中，ω₀为观测器带宽；

步骤A.12)，结合等式(10)和(11)得到β₁＝3ω₀、β₂＝3ω₀ ²、β₃＝ω₀ ³，因此三阶扩张状态观测器为：

所述转角环二阶自抗扰控制器的状态误差反馈控制律的建立包括以下步骤：

步骤B.1)，状态误差反馈控制律为：

式中，k_p、k_d分别是比例控制增益、微分控制增益；r为系统的参考输入，u为控制器输出，u₀为状态误差反馈控制律的输出；

步骤B.2)，三阶扩张状态观测器满足以下条件：

步骤B.3)，联合等式(2)、(13)、(14)得到：

步骤B.4)，对等式(15)进行拉普拉斯变化得到：

步骤B.5)，将等式(16)改写为传递函数形式：

步骤B.6)，根据极点配置方法，将等式(17)的极点配置在闭环带宽ω_c上：

步骤B.7)，根据等式(17)和等式(18)，得到k_d＝2ω_c，因此状态误差反馈控制律为：

所述同步控制器的补偿电流计算方法为：

i′＝k(θ₁-θ₂) (20)

式中，θ₁、θ₂分别为转向电机A、转向电机B的实际转角；i′为同步控制器输出的补偿电流。

本技术领域技术人员可以理解的是，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。