具体实施方式

图1示出数字序列的例子，例如用于DMR的那些数字序列。在此情况下，所示出的例子数字序列：{0，1，0，1，0，0，1，1...}为二进制，但技术人员将了解，序列的较高群集或其它形式是可能的，使得可使用除0或1外的其它值。在典型雷达应用中，数字序列可包括2^12或4k个位；然而，可使用其它序列长度。

将序列应用于时钟以产生数字序列信号120。时钟可以在所谓的基准频率下运行，所述基准频率通常可以是(但不限于)约500MHz至4GHz。在4GHz的时钟频率下，在130处示出的4k位序列因此持续大约1ms。重复序列以产生重复数字序列信号140。

如DMR领域的技术人员将熟悉，此重复数字序列信号140可用于调制载波信号以产生雷达发射信号。所述载波信号具有相对高于基准频率的频率。在汽车雷达的情况下，监管机构已经分配了一个以77GHz为中心的频率带，因此通常使用此频带。然而，本公开不限于此：例如，同样在汽车领域，约140GHz的另一频段也被视为可供使用。

重复数字序列信号140用于调制载波信号。最常见地，调制是相位调制，但是技术人员将意识到，其它形式的调制，例如振幅调制、频率调制同样适用。在也被称为相移键控(PSK)的相位调制的情况下，使用例如上文所描述的二进制数字信号产生二进制相移键控(BPSK)；在多电平信号或高合并的情况下，相移键控的可替换形式，例如，四进制相移键控QPSK或n-QSPK同样适用。

同样，如技术人员将熟悉，当在频域中查看时，通过数字信号调制载波信号会产生旁瓣。图2示出77Ghz汽车雷达应用的数字信号的频谱230。图式示出相对于横坐标或x轴上的带宽绘制的纵坐标或y轴210上的有效全向辐射功率(EIRP)。正如预期的，功率在载波频率下最高，如主功率尖峰232所示，然而，在旁瓣中存在相当大的功率，如234、236和238所示，所述旁瓣位于距离中心频率约3GHz、5GHz和7GHz处。

图2中还示出功率屏蔽240的例子。功率屏蔽示出可由例如ETSI(欧洲电信标准协会)的监管机构推荐或施加的功率极限。如所示出，功率屏蔽可施加在窄带宽(例如，如所示的±2GHz)外的发射功率限于相对低的电平(例如，如所示出，比峰值信号低至少30dB)的要求。施加频谱屏蔽通常旨在通过限制在所需带宽外的频率下的过度辐射来减少邻近信道干扰。如从图式可见，DMR发射信号的旁瓣可超出此极限。

已知通过使用带通滤波器来衰减这些旁瓣，所述带通滤波器被调谐成允许载波的正确中心频率连同必需的边带适当地传送数字信号。带通滤波器可利用无源组件实施；然而，这在期望或需要单片集成的一些应用中可能不可行。

可替换的解决方案是在数字域中实施带通滤波器。这可通过在信号产生链中应用有限脉冲响应(FIR)滤波器来完成。然而，为了实施此，信号必须由高速数模转换器(DAC)产生，所述高速数模转换器(DAC)以比待产生的信号的位速率高的速度运行。这又需要硅芯片上的空间来实施DAC和FIR滤波器，且需要相当大的处理功率和精力来操作那些IP块。

图3a示出根据一个或多个实施例的具有信号整形的重复数字序列信号。重复数字序列信号140与图1中示出的重复数字序列信号相同。此信号与信号的一个或多个副本组合。在此非限制性例子中示出三个副本310、320、330。在图式的顶部处示出“分解”的信号，且在图式的第二部分处覆盖每个信号。如所示出，信号为原始重复数字序列信号的相位延迟或相移的副本。也就是说，除了信号的时钟具有相对相位差的事实之外，信号是相同的。在示出的例子中，并且参考原始重复数字序列信号，对于第一副本310，相位延迟为60°，对于第二副本320，相位延迟为180°，并且对于第三副本330，相位延迟为240°。

随后组合所述信号以提供组合信号，所述组合信号可在图式的第三部分中绘制为相对于时间的振幅，如340处所示。在二进制信号的情况下进行组合，使得每当单个信号中的任何一个或多个为“高”或“1”时组合信号为“高”或“1”，而当所有单个信号都为“低”或“0”时，组合信号仅为“低”或“0”。因此，原始信号中的单个“0”位产生组合信号中的短得多的“0”时间，如在342处所示，且原始信号中的单个“1”位产生组合信号中的较长“1”时间，如在344处所示。将观察到，在位之后为相同奇偶校验的另一位(例如，在346处所示的两个“0”)的情况下，所述位中的一个不受影响。在两个连续“0”的情况下，这是第二位。在两个连续“1”的情况下，这将为不受影响的第一位。

最后，图式的底部部分示出平滑之后的信号345。应了解，在图式的顶部处示出的“方波”数字信号是理想化的。在任何实际电路中，在图式的上部示出为在高状态和低状态之间的瞬时尖锐过渡不会发生，并且信号过渡是四舍五入的。通过包括信号的相位延迟副本，过渡间隔的不规则性增加，且此影响是使电平之间的过渡平滑。这将增大过渡的斜率，并且将对方形信号四舍五入，其方式为使得减少频谱分量。

图3a示出根据一个或多个其它实施例的具有信号整形的重复数字序列信号。原始三电平信号360与相位延迟副本组合，在此例子中，与3个此类副本362、364和368组合。在此特定非限制性例子中，相位延迟分别为60°、180°和240°。如理想化信号370所示，合成信号在电平过渡之间的不规则性增加。并且，在375处示出在不可避免的且确实合乎需要的过渡平滑后实际上获得的合成信号。

图4示出通过组合信号340调制的载波信号的频谱。示出原始数字信号的频谱230以及组合信号430的频谱。如可见，组合信号的主峰432的形状相对于原始信号不变；然而，旁瓣434、436、438、439具有不同的中心频率，且相对于原始信号的旁瓣具有较低量值。

旁瓣中的功率减小的准确程度取决于数字序列、与原始重复数字序列信号组合的重复数字序列信号的相位延迟副本数目，以及相位延迟的选择。目前，不可能在数学上计算给定副本数目和数字序列范围的最佳相位延迟。

应了解，系统中使用的数字序列的选择取决于若干标准。除上文已提及的序列长度之外，两个重要因素为自相关和互相关。一般来说，对于雷达应用，需要在相同系统中，或在预期在相同物理空间中操作且因此潜在地发生干扰的两个系统中的两个序列之间具有最小且优选地零互相关。如在雷达领域中所使用，互相关是对应于卷积两个序列或信号的结果的数学函数。如果序列相同，那么产生对应于相关水平为“1”的完全互相关；相反，如果序列完全不相关，那么产生对应于相关水平为“0”的零互相关。互相关越低，接收器将携载一个序列的信号不正确地识别为携载另一个序列的信号或所述信号的反射版本的概率就越低。对于具有零互相关的两个序列，其必须完全正交，并且应了解这仅是无限长序列中的情况。序列越短，与任何其它序列的互相关就越高。序列长度的选择因此是对可容许的互相关程度的折中。

现在考虑自相关，对于完全自相关，序列应无限长。在概念上，自相关涉及序列对应于其自身的经时移副本的程度。如果序列与经时移的序列完全匹配，那么产生对应于相关水平为“1”的完全自相关，从而得出经时移的序列来源于原始序列(例如，来自原始序列的反射)的绝对置信度；相反，如果序列与经时移的序列全部不相关，那么产生对应于相关水平为“0”的零自相关，借此可得出结论，经时移的序列并不来源于原始序列，而因此来自干扰信号。在雷达领域，自相关函数不是离散信号：如果由于相对于发射信号延迟但是具有相同序列的反射信号而导致自相关中存在匹配，那么将产生自相关的狄拉克(deltaDirac)狄拉克的级别将取决于反射信号的量值。

因此应了解，原始序列的相位延迟副本与原始序列具有极高的自相关水平。这是相当重要的，因为它极大地简化了由雷达接收器接收的信号的处理要求，以便识别和分析发射信号的反射，如下文将更详细地论述。

现返回到重复数字序列信号的相位延迟副本的数目和相位延迟的选择问题，如已经提到的，很可能在数学上无法计算最佳数目和相位延迟。然而，已以实验方式发现，一般来说，副本数目的增加会导致旁瓣减少，以及相位延迟的不规则间隔减少。在概念上，这可如下解释：已知纯方波信号具有极高谐波分量，特别是当与仅具有基本频率分量的正弦波信号相比较时。原始重复数字序列信号紧密地对应于方波信号，且其具有高谐波含量。通过组合序列与序列的相位延迟版本，使得其不太类似于方波，且这样导致谐波含量减少。

现转向图5和6，根据本公开的第一方面，提供一种数字调制雷达DMR发射器模块，其包括：序列产生器510、610，其被配置成基于相对低频时钟信号520、620产生重复数字序列信号515、615。所述模块另外包括混频器530、630，其被配置成组合数字序列信号与数字序列信号的至少一个相位延迟副本以提供组合信号560、660；以及调制器(图5和图6中未示出)，其被配置成取决于组合信号而调制相对高频载波信号以提供调制信号。

现特别考虑图5，此图示出模块的基准频率部分500的例子，其中存在一个或多个相位延迟电路542、544、546，每一相位延迟电路被配置成接收数字序列信号515作为输入，且向混频器提供数字序列信号的至少一个相位延迟副本552、554、556中的相应一个，所述至少一个相位延迟副本在相位上延迟相应预定相移混频器可实施为异或门。因此，在此实施例中，使用单个代码产生器，且通过用移相器延迟原始信号而产生经移位版本。尽管存在实施此类实施例所需的移相器的多种已知方法，但是技术人员将了解，这可能具有挑战性或耗费大量硅片空间和/或功率以在所涉及的频率(如上文所提及，可能约为4GHz)下实施此类移相器：将数字序列应用于时钟信号会产生超宽带或UWB信号，且技术人员将了解，使UWB信号相移非常重要。

现转向图6，此图示出模块的基准频率部分600的例子，所述模块另外包括：一个或多个相位延迟电路642、644、646，每一相位延迟电路被配置成接收时钟信号作为输入且输出时钟信号的相应副本，所述相应副本在相位上延迟相应预定相移和技术人员将了解，给出相移的所示相位延迟电路640是任选的。包括此电路产生所有信号的匹配路径；可将设为0。然而，这可能被省略，在此情况下，相位延迟电路642、644和646的相移将分别为和此实施例还包括一个或多个另外的序列产生器612、614、616(除序列产生器610之外)，每个序列产生器被配置成基于时钟信号的至少一个相位延迟副本中的相应一个产生数字序列信号，以向混频器提供数字序列信号的相应相位延迟副本。也就是说，所产生的每个信号都由其自身的单独时钟信号触发。可以通过使每个时钟的相位移位来实现相移。因此，例如实施例中的移相器相对于图5中示出的移相器可具有低复杂性。

现转向图7，此图大体上示出DMR系统700，其包括DMR发射器720和接收器模块740，其中接收器模块包括：降频转换器，其被配置成将所接收的信号降频转换为基准频率；跟踪与保持电路；以及模数转换器ADC，其被配置成将降频转换后的所接收信号的部分数字化，以及数字信号处理模块。

DMR发射器720包括发射器模块710，其具有一个或多个相位延迟电路，在此例子中三个相位延迟电路642、644和646，所述相位延迟电路642、644和646被配置成延迟时钟信号620的相位。发射器模块600包括将数字序列应用于传入时钟信号的序列产生器610，以及序列产生器612、614和616，所述序列产生器612、614和616将数字序列应用于时钟信号的相应相位延迟版本，以产生原始重复数字序列信号，以及重复数字序列信号的三个相位延迟版本，如上文相对于图6所论述。通过混频器630将原始重复数字序列信号与同样如上文所论述的三个相位延迟版本组合。此组合基准信号随后用于调制相对高频载波信号715。从发射器模块710输出的调制载波信号由可变增益放大器725放大且借助于天线728发射。

可借助于本地振荡器717提供相对高频载波信号715。在非限制性例子中，本地振荡器可在相对高频率(其可例如为77GHz)下操作。来自本地振荡器的输出可在分频器718中分频为基准频率(其可例如在500MHz与4GHz之间)。分频器可包括分数分频器719或与分数分频器719相关联。如技术人员将了解，在其它实施例中，可通过将时钟信号频率倍增来提供相对高频载波信号。时钟信号可在基准信号下操作，在另一非限制性例子中，所述基准信号可在500MHz与4GHz之间。

在形成接收器730的部分的天线738处接收来自所发射的调制载波信号以及其它干扰或杂散信号的反射。连同天线738，接收器730包括接收器模块740以及数字信号处理(DSP)单元760。

接收器模块740从天线738接收传入信号，且以常规方式处理所述传入信号。具体地说，在通过可变增益放大器744放大之后，信号通过降频转换器446降频转换为其间具有90°相位差的实分量和正交分量。降频转换器利用相对高频载波信号715。降频转换器信号的实分量和正交分量可在可变增益放大器748中放大且在低通滤波器752中滤波。滤波后的基带信号可以数字化，其有效采样频率为信号带宽的两倍。举例来说，为了做到这一点，可以使用分频LO信号以普通采样方式驱动跟踪与保持放大器754。替代地，分频LO信号的频率可进一步除以因子k(以提供频率比基准频率低K倍的信号)：以此方式，对信号进行二次采样：换句话说，用比奈奎斯特定理(Nyquist theorem)所指示的瞬时采样频率低的瞬时采样频率对信号进行采样，但信号将重复k次以便在每一重复中对信号的一部分进行采样。

接收器还包括DSP模块760。DSP模块760可为微控制器的部分。(应注意，在一个或多个其它实施例中，DSP模块和/或微控制器可以与接收器分离；其可为中央处理单元的部分)。

DSP模块760执行DMR信号处理所需的功能。具体地说，在信号已经数字化之后，可以通过使用相干加法器762对信号进行平均化，以便增加系统的SNR，然后信号将与发射器764处使用的原始数字序列互相关。如果存在多个发射器，那么每一发射器可使用不同的正交数字信号，且因此在每一接收器处，必须实施相同量的互相关器。以此方式，构建了MIMO系统，且所有发射器可同时发射，从而允许重构每一TX信道在每一RX信道上的响应，这种方式的优势在于，通过使用相同量的物理TX/RX，但允许用互相关器重构虚拟RX信道来提高雷达系统的角度分辨率。这在图7中示出为MIMO合成766。互相关函数示出所有目标的范围。应注意，对于每一TX，构建频谱整形系统。最后，如本领域的技术人员将熟悉，如768中所示应用快速傅里叶变换技术以获得频谱信息，可使用多普勒技术从频谱信息中评估目标的速度。

应了解，根据本公开的实施例，用于雷达处理的所接收的基带信号不是原始数字序列信号的简单副本，不仅可像常规的DMR雷达那样存在多普勒效应，根据实施例，所接收的信号是原始数字序列信号的多个相位延迟版本的组合。虽然这可能被认为会增加处理的额外复杂性，但实际上并非如此：由于所接收的信号是基于同一数字序列的多个副本，因此这些仅对相关器呈现为易于识别的原始信号的额外经时移的副本。相关器可实施为对传入信号的匹配滤波器，所述匹配滤波器呈有限脉冲响应(FI滤波器)的形式。

现转向图8，根据一个或多个实施例，此图大体上示出多入多出技术(MIMO)DMR系统800。在MIMO DMR系统中，存在多个发射器模块710，在此特定例子中示出四个。各自具有与其相关联的单独正交数字序列的所得4个重复数字序列信号各自用于调制载波信号715，且在相应可变增益放大器725中放大之后，所述重复数字序列信号从单独天线728发射。

反射信号以及任何干扰信号由两个或更多个天线738接收，在此特定例子中示出四个。N个发射器和M个接收器的组合产生N×M个组合，在示出的例子中，这是4×4，从而产生16个组合。如所示出，每一接收器包括例如图7中在740处示出的接收器模块。DSP模块860同样大体上类似于图7中示出的模块。相关器可基于(但不限于)快速阿达马变换(FHT)864或例如对于雷达处理领域的技术人员来说将众所周知的其它技术。MIMO提供的额外处理特征为数字波束形成870的特征，以便提供到达角信息来改进单个目标的定位，如同样对于雷达处理领域的技术人员来说将众所周知。

通过阅读本公开，技术人员将清楚其它变化和修改。此类变化和修改可涉及在DMR领域中已知的等效物和其它特征，而这些特征可以用来代替或补充本文已经描述的特征。

如本文所使用，术语“信号的相位延迟副本”(或一般来说“信号的相移副本”)是指具有与原始信号相同的含量但在时间上延迟(或相应地移位)的信号。因此，如果信号具有例如1GHz的基本频率，那么其具有1ns的主要周期。所述信号的具有90°相位延迟的相位延迟副本因此会使原始信号滞后(90°/360°)×1ns，也就是说250ps，且所述信号的具有270°相位延迟的相位延迟副本会使原始信号滞后(270°/360°)×1ns或750ps。

尽管所附权利要求书是针对特定特征组合，但应理解，本发明的公开内容的范围还包括本文中明确地或隐含地公开的任何新颖特征或任何新颖特征组合或其任何一般化形式，而不管其是否涉及与当前在任何权利要求中主张的本发明相同的发明或其是否缓解与本发明所缓解的任一或全部技术问题相同的技术问题。

在单独实施例的上下文中描述的特征还可在单个实施例中以组合形式提供。相反，为了简洁起见，在单个实施例的上下文中所描述的各种特征也可单独地或以任何合适的子组合形式提供。申请人特此提醒，在审查本申请案或由此衍生的任何另外的申请案期间，可根据此类特征和/或此类特征的组合而制定新的权利要求。

为完整性起见，还规定术语“包括”不排除其它元件或步骤，术语“一(a)”或“一个(an)”不排除多个，单个处理器或其它单元可满足在权利要求中叙述的若干装置的功能，且权利要求中的附图标记不应解释为限制权利要求的范围。