阅读说明：本技术 基于虚拟信道化的多雷达对抗方法和系统 (Multi-radar countermeasure method and system based on virtual channelization ) 是由 刘佳琪 高路 白锦良 江志烨 秦鹏 刘洪艳 李虎 曹阳 刘成国 徐锋 王上月 于 2020-04-21 设计创作，主要内容包括：本发明涉及一种多雷达对抗方法和系统,该方法包括：对接收的雷达射频信号进行分频并与分频本振信号混频后获得分频中频信号,对该分频中频信号的脉冲前沿进行频率检测,得到脉冲起始频率；对雷达信号的分频中频信号进行宽窄带判断,得到宽带信号或者窄带信号的宽窄带判断结果；根据宽窄带判断结果,对于宽带信号计算宽带信号中心频率；根据宽窄带判断结果,对于窄带信号根据脉冲起始频率来确定本振信号频率范围并切换至对应本振信号；对于宽带信号则根据宽带信号中心频率来确定本振信号频率范围并切换至对应本振信号；该本振信号与雷达射频信号混频后生成中频雷达信号,再根据中频雷达信号生成雷达干扰信号。(The invention relates to a multi-radar countermeasure method and a system, wherein the method comprises the following steps: carrying out frequency division on a received radar radio frequency signal, mixing the frequency division radio frequency signal with a frequency division local oscillator signal to obtain a frequency division intermediate frequency signal, and carrying out frequency detection on the leading edge of a pulse of the frequency division intermediate frequency signal to obtain a pulse starting frequency; carrying out wideband and narrowband judgment on the frequency division intermediate frequency signal of the radar signal to obtain a wideband and narrowband judgment result of a wideband signal or a narrowband signal; calculating the center frequency of the broadband signal according to the judgment result of the broadband and narrowband; determining a local oscillator signal frequency range according to the pulse starting frequency for the narrow-band signal and switching to a corresponding local oscillator signal according to the wide-band and narrow-band judgment result; determining a local oscillator signal frequency range according to the broadband signal center frequency for the broadband signal and switching to a corresponding local oscillator signal; the local oscillator signal and the radar radio frequency signal are mixed to generate an intermediate frequency radar signal, and then a radar interference signal is generated according to the intermediate frequency radar signal.)

基于虚拟信道化的多雷达对抗方法和系统

技术领域

本发明涉及电子雷达对抗技术，尤其涉及一种基于虚拟信道化的多雷达对抗方法和系统。

背景技术

随着高分辨宽带成像雷达、组网雷达、双多基地雷达和分布式相参雷达的发展，雷达的工作模式、信号形式呈现多样化，这就使有源电子干扰面临的电磁环境越来越复杂。

传统的干扰对抗方式在对抗多雷达存在能力不足。例如，多雷达对抗一般采用信道化检波引导本振选择方式，该方式每个信道覆盖一定频段，为了应对多雷达一般信道覆盖带宽比较窄，约为100MHz以下，因此覆盖整个频段需要多个信道。信道与本振存在对应关系，比如信道1选择本振1，信道2对应本振2，信道n对应本振n。每个信道通过检波器判断该信道是否有信号，当检波器输出电平为高则判断该信道有信号，输出电平为低时则认为无信号。有信号时根据信道与本振的对应关系选择本振。因此需要设立多条信道，导致整体复杂度提升。并且当信号频率在相邻信道之间时，两个信道都会输出检波，或者检波高电平在两个信道跳动，因此依据信道检波选本振会存在不稳定现象。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术中存在的上述一个或多个缺陷，提供一种基于虚拟信道化的多雷达对抗方法和系统，通过多路本振形成虚拟信道化实现对频段瞬时覆盖，从而提高有源电子干扰的对抗效果。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种基于虚拟信道化的多雷达对抗方法，该方法包括以下步骤：

S1、对接收的雷达射频信号进行分频并与分频本振信号混频后获得分频中频信号，对该分频中频信号的脉冲前沿进行频率检测，得到脉冲起始频率；

S2、对雷达信号的分频中频信号进行宽窄带判断，得到宽带信号或者窄带信号的宽窄带判断结果；

S3、根据所述宽窄带判断结果，对于宽带信号进行分选计算宽带信号中心频率；

S4、根据所述宽窄带判断结果，对于窄带信号根据所述脉冲起始频率来确定本振信号频率范围并切换至对应本振信号；对于宽带信号则根据所述宽带信号中心频率来确定本振信号频率范围并切换至对应本振信号；该本振信号与雷达射频信号混频后生成中频雷达信号，再根据所述中频雷达信号生成雷达干扰信号。

在根据本发明的基于虚拟信道化的多雷达对抗方法中，优选地，所述方法还包括：当下一侦收窗口到来时暂停发送当前雷达干扰信号，同时检测是否收到新的雷达射频信号，如果在侦收窗口中未收到新的雷达射频信号，则继续发射当前雷达干扰信号，直到下一个侦收窗口到来或干扰总时长结束；如果在侦收窗口中收到新的雷达射频信号，则对新的雷达射频信号利用步骤S1-S4再次检测并生成雷达干扰信号，随后交替发射目前处于有效状态的雷达干扰信号，直到下一个侦收窗口到来，或到干扰总时长结束。

在根据本发明的基于虚拟信道化的多雷达对抗方法中，优选地，所述步骤S1中通过以下公式计算分频中频信号的脉冲前沿的脉冲起始频率：

其中，Δθ为分频中频信号相邻两个采样点的相位差，采样时间为t_s。

在根据本发明的基于虚拟信道化的多雷达对抗方法中，优选地，所述步骤S3包括：

计算宽带信号的带宽为B₂，若宽带信号的脉冲起始频率为f，当宽带信号为正调频时，则宽带信号中心频率f_O为当宽带信号为负调频时，宽带信号中心频率f_O为

在根据本发明的基于虚拟信道化的多雷达对抗方法中，优选地，所述步骤S4中通过以下方式来确定本振信号频率范围并切换至对应本振信号：

对于窄带信号，当测得脉冲起始频率f满足时则选择第i个本振信号；其中f_i为第i个本振信号的频率，i的取值范围为1,2，…,m，m为本振信号的数量，B₁为每级本振信号的频率差值，取值范围为800MHz-1GHz；

对于宽带信号，当计算的宽带信号中心频率f_O满足时则选择第i个本振信号；其中f_i为第i个本振信号的频率，i的取值范围为1,2，…,m，m为本振信号的数量，B₁为每级本振信号的频率差值，取值范围为800MHz-1GHz。

在根据本发明的基于虚拟信道化的多雷达对抗方法中，优选地，所述根据所述中频雷达信号生成雷达干扰信号包括：

1)建立目标散射点模型输出目标散射点和目标质心在目标坐标系中的坐标；

2)通过坐标变换矩阵将散射点和目标质心在目标坐标系中的坐标转换到雷达坐标系，所述坐标变换矩阵包含了表征微动特征的进动角和微动周期；

3)计算目标质心与雷达之间的质心瞬时斜距，以及每个散射点与雷达之间的散射点瞬时斜距，根据所述质心瞬时斜距和散射点瞬时斜距计算每个散射点微动距离；

4)根据散射点微动距离生成基于微动特征调制的基带干扰信号；

5)根据接收的中频雷达信号和所述基于微动特征调制的基带干扰信号生成中频干扰信号。

本发明还提供了一种基于虚拟信道化的多雷达对抗系统，包括：雷达信号分频模块、本振信号生成模块、第一混频器、第二混频器、和控制模块；

所述第一混频器的输入端连接至所述雷达信号分频模块的输出端，所述第一混频器的输出端连接至所述控制模块；雷达射频信号通过所述雷达信号分频模块进行分频后与分频本振信号通过所述第一混频器进行混频，得到分频中频信号；

所述控制模块用于：对分频中频信号的脉冲前沿进行频率检测，得到脉冲起始频率；并对雷达信号的分频中频信号进行宽窄带判断，得到宽带信号或者窄带信号的宽窄带判断结果；根据所述宽窄带判断结果，对于宽带信号计算宽带信号中心频率；根据所述宽窄带判断结果，对于窄带信号根据所述脉冲起始频率来确定本振信号频率范围并控制本振信号生成模块切换至对应本振信号；对于宽带信号则根据所述宽带信号中心频率来确定本振信号频率范围并控制本振信号生成模块切换至对应本振信号；

所述第二混频器的输入端与所述本振信号生成模块的输出端以及雷达射频信号的接收端连接，所述第二混频器的输出端连接至所述控制模块；所述本振信号与雷达射频信号通过第二混频器后生成中频雷达信号，所述控制模块根据所述中频雷达信号生成雷达干扰信号。

在根据本发明的基于虚拟信道化的多雷达对抗系统中，优选地，所述控制模块还用于：当下一侦收窗口到来时暂停发送当前雷达干扰信号，同时检测是否收到新的雷达射频信号，如果在侦收窗口中未收到新的雷达射频信号，则继续发射当前雷达干扰信号，直到下一个侦收窗口到来或干扰总时长结束；如果在侦收窗口中收到新的雷达射频信号，则对新的雷达射频信号再次检测起始脉冲频率并生成雷达干扰信号，随后交替发射目前处于有效状态的雷达干扰信号，直到下一个侦收窗口到来，或到干扰总时长结束。

在根据本发明的基于虚拟信道化的多雷达对抗系统中，优选地，所述控制模块通过以下公式计算分频中频信号的脉冲前沿的脉冲起始频率：

其中，Δθ为分频中频信号相邻两个采样点的相位差，采样时间为t_s。

在根据本发明的基于虚拟信道化的多雷达对抗系统中，优选地，所述本振信号生成模块包括多路本振信号生成单元，且每一路本振信号生成单元连接有本振控制开关，由所述控制模块分别控制每路本振信号的输出以实现本振信号切换。

在根据本发明的基于虚拟信道化的多雷达对抗系统中，优选地，所述主控模块通过以下方式来确定本振信号频率范围并切换至对应本振信号：

对于窄带信号，当测得脉冲起始频率f满足时则选择第i个本振信号；其中f_i为第i个本振信号的频率，i的取值范围为1,2，…,m，m为本振信号的数量，B₁为每级本振信号的频率差值，取值范围为800MHz-1GHz；

对于宽带信号，当计算的宽带信号中心频率f_O满足时则选择第i个本振信号；其中f_i为第i个本振信号的频率，i的取值范围为1,2，…,m，m为本振信号的数量，B₁为每级本振信号的频率差值，取值范围为800MHz-1GHz。

在根据本发明的基于虚拟信道化的多雷达对抗系统中，优选地，所述主控模块通过以下方式根据所述中频雷达信号生成雷达干扰信号：

1)建立目标散射点模型输出目标散射点和目标质心在目标坐标系中的坐标；

2)通过坐标变换矩阵将散射点和目标质心在目标坐标系中的坐标转换到雷达坐标系，所述坐标变换矩阵包含了表征微动特征的进动角和微动周期；

3)计算目标质心与雷达之间的质心瞬时斜距，以及每个散射点与雷达之间的散射点瞬时斜距，根据所述质心瞬时斜距和散射点瞬时斜距计算每个散射点微动距离；

4)根据散射点微动距离生成基于微动特征调制的基带干扰信号；

5)根据接收的中频雷达信号和所述基于微动特征调制的基带干扰信号生成中频干扰信号。

实施本发明的基于虚拟信道化的多雷达对抗方法和系统，具有以下有益效果：本发明的采用多路本振覆盖某波段频率范围形成虚拟信道化，根据测频结果选择对应信道，通过对频段瞬时覆盖实现多雷达对抗，提升了复杂信号环境下的多雷达对抗性能，从而提高有源电子干扰的对抗效果。

附图说明

图1为根据本发明优选实施例的基于虚拟信道化的多雷达对抗方法的流程图；

图2为根据本发明优选实施例的基于虚拟信道化的多雷达对抗方法的控制时序图；

图3为根据本发明优选实施例的基于微动特征调制的干扰信号生成过程中的目标坐标系示意图；

图4为根据本发明优选实施例的基于虚拟信道化的多雷达对抗系统的原理框图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参阅图1，为根据本发明优选实施例的基于虚拟信道化的多雷达对抗方法的流程图。如图1所示，该实施例提供基于虚拟信道化的多雷达对抗方法包括以下步骤：

首先，在步骤S1中，执行频率检测步骤，对接收的雷达射频信号进行分频并与分频本振信号混频后获得分频中频信号，对该分频中频信号的脉冲前沿进行频率检测，得到脉冲起始频率。该分频本振信号的频率固定，取值范围为500-800M。

本发明的分频信号测频是通过对雷达射频信号分频的中频IQ信号进行测量，然后进行一阶相位差分求频率，并通过多次积累求平均提高测频精度。该方法的特点是运算量小、测频速度快，满足快速切换本振的要求。

具体地，为了对雷达信号脉冲前沿进行频率测量，需要采集分频中频信号IQ信号，对其进行处理可以得到相位信息。假设分频中频信号的脉冲起始频率为f，采样时间为t_s，则采集到的分频中频信号的I、Q分量分别为：

I(n)＝Acos(2πfnt_s+φ) (1)

Q(n)＝Asin(2πfnt_s+φ) (2)

其中n为采样点序列，第n个采样点时刻为(n-1)t_s，φ为分频中频信号初始相位；

则可以求得信号的瞬时相位为：

通过求取分频中频信号相邻两个采样点的相位差，即可求出脉冲起始频率为：

其中，Δθ为分频中频信号相邻两个采样点的相位差，θ(n+1)为第n+1采样点的相位，θ(n)为第n个采样点的相位，均可以基于各个采样点的分频中频信号的I、Q信号得到。

随后，在步骤S2中，执行宽窄带判断，对雷达信号的分频中频信号进行宽窄带判断，得到宽带信号或者窄带信号的宽窄带判断结果。该步骤中可以通过设定门限对信号类型进行宽窄带判断，当信号带宽大于门限则认为属于宽带信号，小于门限则认为属于窄带信号，门限一般设为50MHz。该步骤中可以设定带宽和宽窄带标志，窄带信号时标志为0，宽带信号时标志为1。

随后，在步骤S3中，执行宽带信号中心频率计算步骤，根据所述宽窄带判断结果，对于宽带信号计算宽带信号中心频率。该步骤中先计算宽带信号的带宽为B₂，若宽带信号的脉冲起始频率为f，当宽带信号为正调频时，则宽带信号中心频率f_O为当宽带信号为负调频时，宽带信号中心频率f_O为

随后，在步骤S4中，执行本振信号切换步骤，根据所述宽窄带判断结果，对于窄带信号根据所述脉冲起始频率来确定本振信号频率范围并切换至对应本振信号；对于宽带信号则根据所述宽带信号中心频率来确定本振信号频率范围并切换至对应本振信号。该本振信号与雷达射频信号混频后生成中频雷达信号，再根据所述中频雷达信号生成雷达干扰信号。

优选地，该系统中具有m路本振信号，且每级本振信号的频率差值为B₁，B₁取值范围为800MHz-1GHz。也就是说，f₂＝f₁+B₁，f₃＝f₁+2B₁，……，f_m＝f₁+(m-1)B₁。f₁的取值约为SCX波段范围。

对于窄带信号，当测得脉冲起始频率f满足时则选择第i个本振信号；其中f_i为第i个本振信号的频率，i的取值范围为1,2，…,m，m为本振信号的数量。

对于宽带信号，当计算的宽带信号中心频率f_O满足时则选择第i个本振信号；其中f_i为第i个本振信号的频率，i的取值范围为1,2，…,m，m为本振信号的数量。

上述方法中的步骤可以通过表格查找来实现。

下面以具体波段为例，采用5路本振覆盖某频率范围形成虚拟信道化，首先对五路本振进行初始化，每级本振信号的频率差值为B₁为800MHz，将五路本振分别设置到f₁、f₂、f₃、f₄和f₅。对于窄带信号，直接由信号脉冲头测得的脉冲起始频率来控制本振切换，对于宽带信号则由宽带信号中心频率来控制切换本振，保证本振在宽带信号频率中心。

由于本发明中可以根据接收信号的脉冲起始频率动态切换至对应本振信号，因此每个信道宽度可以为800MHz-1GHz，相比传统信道化方式降低了信道数量，节省了硬件成本。

更优选地，本发明的方法还包括：

当下一侦收窗口到来时暂停发送当前雷达干扰信号，同时检测是否收到新的雷达射频信号，如果在侦收窗口中未收到新的雷达射频信号，则继续发射当前雷达干扰信号，直到下一个侦收窗口到来或干扰总时长结束；如果在侦收窗口中收到新的雷达射频信号，则对新的雷达射频信号利用步骤S1-S4再次检测并生成雷达干扰信号，随后交替发射目前处于有效状态的雷达干扰信号，直到下一个侦收窗口到来，或到干扰总时长结束。所述目前处于有效状态的雷达干扰信号是指当前干扰总时长内检测并生成的雷达干扰信号。该干扰总时长优选为200us到2ms，侦收窗口的长度约为2-3us，侦收窗口的间隔为5～10us，即每5～10us切换一次侦收窗口进行搜索。现有的基于信道化的多雷达信号对抗技术，需要并行处理每个信道，也就是说传统信号化对抗多雷达的方式是从频域对抗多雷达，需要多路滤波器和检波器。本发明提出的虚拟信道化的方法是采用频域和时域联合的对抗方式，采用例如5个本振覆盖整个频段，每个虚拟信道覆盖800MHz-1GHz，降低了信道数量。

请结合参阅图2，为根据本发明优选实施例的基于虚拟信道化的多雷达对抗方法的控制时序图。其中ADC触发信号为中频雷达信号到达控制模块的ADC产生的触发信号。当接收雷达射频信号时，在中频雷达信号的脉冲前沿300ns后可测得起始脉冲频率，在800ns时可判别宽窄带信号，之后判断雷达1的起始脉冲频率或者宽带信号中心频率确定落入第一个本振信号的频率f₁的覆盖范围时，切换至第一个本振信号，并生成第一雷达干扰信号。当下一侦收窗口到来时，再次检测中频雷达信号的起始脉冲频率，当判断检测到新的雷达2的起始脉冲频率或者宽带信号中心频率确定落入第二个本振信号的频率f₂的覆盖范围时，切换至第二个本振信号，并生成第二雷达干扰信号。之后在新的侦收窗口收到新的雷达信号之前，会交替切换第一个本振信号和第二个本振信号，从而交替发送第一雷达干扰信号和第二雷达干扰信号。

本发明还进一步在生成雷达干扰信号时添加了微动特征。可根据目标散射点模型实时计算出散射点微动距离，并根据所述散射点微动距离生成基于微动特征调制的基带干扰信号，再根据中频雷达信号和所述基于微动特征调制的基带干扰信号生成中频干扰信号。该中频干扰信号可以再进行上变频，变到射频后再发射。具体地，该过程包括以下步骤：

步骤一：建立目标散射点模型输出目标散射点和质心在目标坐标系中的坐标。

该步骤根据目标雷达散射特性，建立目标散射点模型输出目标散射点在目标坐标系下的坐标。请参阅图3，为根据本发明优选实施例的基于微动特征调制的干扰信号生成过程中的目标坐标系示意图。如图所示，首先建立坐标系，设目标顶点为坐标原点O，目标对称轴为w轴，由目标顶点指向目标底面的方向为w轴正向。按照右手系选取u，v轴。目标的散射点模型只选取目标顶点和目标底面边缘，散射点坐标为(u，v，w)。假设目标边长为1米的立方体，散射点取立方体的8个顶点A1～A8，进动中心取目标质心P。目标散射点和质心在目标坐标系中的坐标为目标的散射特性(不同目标散射点也不同)，可以预置在DSP中，不实时变化，随频率和电波入射角变化。

步骤二：通过坐标变换矩阵将散射点和目标质心的目标坐标系中的坐标转换到雷达坐标系，所述坐标变换矩阵包含了表征微动特征的进动角和微动周期。

本发明要实时计算目标上散射点相对雷达的微动情况，必须将目标坐标系转换到雷达坐标系。经过坐标变换，目标坐标系中的散射点坐标(u,v,w)转换为雷达坐标系下的(X,Y,Z)。该步骤采用的坐标变换矩阵包含了进动角α和微动周期ω，因此在坐标变换的同时将目标目标的微动特征包含了进来。

坐标变换换矩阵具体为：

其中，α为进动角，β＝ωt，ω为微动周期，t为时间。进动角α和微动周期ω都是预置的，不随时间变化，与目标特性相关。可见当进动角α和微动周期ω为常数时，坐标变换矩阵是进动角α、微动周期ω和时间t的函数。

因此，该步骤中可以通过以下公式将各个散射点和质心在目标坐标系中的坐标转换到雷达坐标系：

其中，u,v,w为目标坐标系中的坐标；X,Y,Z为雷达坐标系中的坐标，α为进动角，β＝ωt，ω为微动周期，t为时间。

步骤三：计算目标质心与雷达之间的质心瞬时斜距，以及每个散射点与雷达之间的散射点瞬时斜距，根据所述质心瞬时斜距和散射点瞬时斜距计算每个散射点微动距离。

在目标运动过程中，首先计算目标质心P与雷达的瞬时斜距即质心瞬时斜距R_P，然后根据上述坐标变换矩阵和视线遮挡，计算每个散射点与雷达的瞬时斜距即质心瞬时斜距并求出每个散射点的斜距差作为微动距离。

进动中心的斜距，即目标质心与雷达之间的质心瞬时斜距为：

第i个散射点与雷达之间的散射点瞬时斜距为：

则第i个散射点的微动距离为：

上述公式中，R_P为目标质心与雷达之间的质心瞬时斜距，为第i个散射点与雷达之间的散射点瞬时斜距，X_P、Y_p、Z_P为目标质心在雷达坐标系中的坐标，X_r、Y_r、Z_r为雷达在雷达坐标系中的坐标， 为目标的第i个散射点在雷达坐标系中的坐标。

步骤四：根据散射点微动距离生成基于微动特征调制的基带干扰信号。

根据逆合成孔径雷达成像原理基带干扰信号是各个散射点由于微动产生的相位调制生成的，即为：

该干扰信号包含n个散射点。其中，ΔR_i为第i个散射点的微动距离，它是坐标变换换矩阵T。n为散射点的数量，k是调频斜率，f_c为中心频率，c为光速，t为时间。该中2ΔR_i/c体现了延时处理。其中k是通过对中频雷达信号进行测量得到的调斜频率，f_c为对中频雷达信号进行测量得到的中心频率。

步骤五：根据中频雷达信号和所述基于微动特征调制的基带干扰信号生成中频干扰信号。

该步骤生成的中频干扰信号为：

J(t)＝IF(t)*S(t)；

其中IF(t)为中频雷达信号，S(t)为基于微动特征调制的基带干扰信号。

f₀是接收的中频雷达信号的初始频率，k是接收的中频雷达信号的调频斜率。

本发明采用了微动特征调制参数实时解算技术，其中微动特征调制参数即目标散射点与目标进动中心相对雷达的微动距离。在建立目标散射点模型基础上，根据轨迹信息、雷达位置信息和微动特征信息(微动周期、进动角、进动中心)进行坐标变换，来实现目标的微动特征调制参数实时解算，该方法实现了逆合成孔径雷达成像欺骗干扰多假目标微动特征的逼真模拟。此外，本发明还结合了基带干扰调制信号优化生成技术，根据逆合成孔径雷达去斜原理，基带干扰调制信号可由所有散射点的微动距离生成。通过对中频信号进行基带调制实现微动特征的干扰信号生成。该微动干扰调制信号所采用的基带信号调制算法大大简化了干扰信号生成的复杂度，提高了干扰信号生成的效率。

基于同样的发明构思，本发明还提供了一种基于虚拟信道化的多雷达对抗系统。请参阅图4，为根据本发明优选实施例的基于虚拟信道化的多雷达对抗系统的原理框图。如图4所示，该基于虚拟信道化的多雷达对抗系统，包括：雷达信号分频模块100、本振信号生成模块200、第一混频器300、第二混频器400和控制模块500。

该系统中输入的雷达射频信号可以分成两路分别输入雷达信号分频模块100以及第二混频器400。

其中，第一混频器300的输入端与雷达信号分频模块100的输出端连接，同时连接至分频本振信号，第一混频器300的输出端连接至控制模块500。雷达射频信号通过雷达信号分频模块100进行分频后与分频本振信号通过第一混频器300进行混频，得到分频中频信号。

雷达信号分频模块100优选包括滤波放大单元110、分频单元120和低通滤波单元130，其中滤波放大单元用于对雷达射频信号进行滤波后再放大。分频单元120用于对放大后的雷达射频信号进行分频。例如采用分频器件，对雷达射频信号进行N分频，N可以取8、16、32等。低通滤波单元130用于对分频后的信号进行低通滤波，再输入第一混频器300。

优选地，本振信号生成模块200包括多路本振信号生成单元，且每一路本振信号生成单元连接有本振控制开关，由所述控制模块500分别控制每路本振信号的输出以实现本振信号切换。例如，在本实施例中，包括第一路本振信号生成单元210、第二路本振信号生成单元220、第三路本振信号生成单元230、第四路本振信号生成单元240和第五路本振信号生成单元250，且每一路本振信号生成单元连接有本振控制开关。其中本振控制开关由控制模块500发出本振控制字进行控制。各个本振信号生成单元的频率由控制模块500发出的频率控制字进行控制。

控制模块500用于：对分频中频信号的脉冲前沿进行频率检测，得到脉冲起始频率；并对雷达信号的分频中频信号进行宽窄带判断，得到宽带信号或者窄带信号的宽窄带判断结果；根据宽窄带判断结果，对于宽带信号计算宽带信号中心频率；根据宽窄带判断结果，对于窄带信号根据脉冲起始频率来确定本振信号频率范围并控制本振信号生成模块切换至对应本振信号；对于宽带信号则根据宽带信号中心频率来确定本振信号频率范围并控制本振信号生成模块切换至对应本振信号。

优选地，控制模块500可以通过以下公式计算分频中频信号的脉冲前沿的脉冲起始频率：

其中，Δθ为分频中频信号相邻两个采样点的相位差，采样时间为t_s。

优选地，控制模块500先计算宽带信号的带宽为B₂，若宽带信号的脉冲起始频率为f，当宽带信号为正调频时，则宽带信号中心频率f_O为当宽带信号为负调频时，宽带信号中心频率f_O为该系统中可以具有m路本振信号，即本振信号生成模块200包括m路本振信号生成单元，且每路本振信号的频率差值为B₁，B₁取值范围为800MHz-1GHz。也就是说，f₂＝f₁+B₁，f₃＝f₁+2B₁，……，f_m＝f₁+(m-1)B₁。对于窄带信号，当测得脉冲起始频率f满足时则选择第i个本振信号，即切换至第i路本振信号生成单元；其中f_i为第i个本振信号的频率，i的取值范围为1,2，…,m，m为本振信号的数量。

对于宽带信号，当计算的宽带信号中心频率f_O满足时则选择第i个本振信号，即切换至第i路本振信号生成单元；其中f_i为第i个本振信号的频率，i的取值范围为1,2，…,m，m为本振信号的数量。

第二混频器400的输入端与本振信号生成模块200的输出端以及雷达射频信号的接收端连接，第二混频器400的输出端连接至控制模块500。本振信号与雷达射频信号通过第二混频器400后生成中频雷达信号，控制模块500根据中频雷达信号生成雷达干扰信号。

控制模块500还用于：当下一侦收窗口到来时暂停发送当前雷达干扰信号，同时检测是否收到新的雷达射频信号，如果在侦收窗口中未收到新的雷达射频信号，则继续发射当前雷达干扰信号，直到下一个侦收窗口到来或干扰总时长结束；如果在侦收窗口中收到新的雷达射频信号，则对新的雷达射频信号再次检测起始脉冲频率并生成雷达干扰信号，随后交替发射目前处于有效状态的雷达干扰信号，直到下一个侦收窗口到来，或到干扰总时长结束。所述目前处于有效状态的雷达干扰信号是指当前干扰总时长内检测并生成的雷达干扰信号。

应该理解地是，本发明中基于虚拟信道化的多雷达对抗方法及系统的原理相同，因此对基于虚拟信道化的多雷达对抗方法的实施例的详细阐述也适用于基于虚拟信道化的多雷达对抗系统。

综上所述，本发明的采用多路本振覆盖某波段频率范围形成虚拟信道化，根据测频结果选择对应信道，通过对频段瞬时覆盖实现多雷达对抗。此外分频信号测频技术和本振控制技术解决了快速高精度测频和快速本振切换问题。传统的测频方式不满足干扰机对反应时间的要求。该技术通过相位差分方法求频率，该方法的特点是测频快，缩短了本振切换时间。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。