阅读说明：本技术 一种电动汽车的车载双向充电机电路 (A kind of vehicle-mounted bidirectional charger circuit of electric car ) 是由 肖泽福 范自立 阮世良 于 2019-08-30 设计创作，主要内容包括：本发明公开了一种电动汽车的车载双向充电机电路,包括整流模块、DC/DC转换模块和控制电路,整流模块通过直流母线接DC/DC转换模块,车载双向充电机电路的工作模式包括正向电池充电模式和反向交流电输出模式；在正向电池充电模式下,整流模块作为全桥PWM整流电路进行工作,DC/DC转换模块作为全桥LLC整流电路进行工作；在反向交流电输出模式下,DC/DC转换模块作为全桥LC整流电路进行工作,整流模块作为全桥逆变电路进行工作。本发明的车载双向充电机成本低、功率密度高、能用较小的体积实现大功率输出。(The invention discloses a kind of vehicle-mounted bidirectional charger circuits of electric car, including rectification module, DC/DC conversion module and control circuit, rectification module connects DC/DC conversion module by DC bus, and the operating mode of vehicle-mounted bidirectional charger circuit includes positive battery charging mode according to user and Opposed crossing electricity output mode；Under positive battery charging mode according to user, rectification module works as full bridge PWM rectification circuit, and DC/DC conversion module works as full-bridge LLC rectification circuit；Under Opposed crossing electricity output mode, DC/DC conversion module works as full-bridge LC rectification circuit, and rectification module works as full bridge inverter.Vehicle-mounted bidirectional charger of the invention is at low cost, power density is high, can realize high-power output with lesser volume.)

一种电动汽车的车载双向充电机电路

[技术领域]

本发明涉及车载充电机，尤其涉及一种电动汽车的车载双向充电机电路。

[背景技术]

传统的大功率双向电动汽车专用车载充电机主电路有两种主流拓扑结构。第一种，整流部分采用四个高频MOS构成的全桥整流电路，DC部分采用BOOST+BUCK+LLC拓扑结构，这种方案的拓扑电路复杂，成本极高；第二种，整流部分采用四个高频MOS构成的全桥整流电路，DC部分采CLLC拓扑结构。这种方案的拓扑采用CLLC拓扑，产生两个增益，产品稳定性大大降低，同时整流部分用到四个高频MOS管，DC部分要用到两组谐振电容，两组谐振电感，结构复杂，成本也比较高。

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发明内容

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本发明要解决的技术问题是提供一种电路结构简单、成本较低的电动汽车的车载双向充电机电路。

为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是，一种电动汽车的车载双向充电机电路，包括整流模块、DC/DC转换模块和控制电路，整流模块通过直流母线接DC/DC转换模块，车载双向充电机电路的工作模式包括正向电池充电模式和反向交流电输出模式；在正向电池充电模式下，整流模块作为全桥PWM整流电路进行工作，DC/DC转换模块作为全桥LLC整流电路进行工作；在反向交流电输出模式下，DC/DC转换模块作为全桥LC整流电路进行工作，整流模块作为全桥逆变电路进行工作。

以上所述的车载双向充电机电路，整流模块包括交流滤波电容、第一电感、第一母线电容和桥式连接的4个开关管，第一半桥的两个开关管采用MOS管，第二半桥的两个开关管采用IGBT管；当整流模块作为全桥PWM整流电路进行工作时，第一电感作为升压电感；当整流模块作为全桥逆变电路进行工作时，第一电感作为交流滤波电感。

以上所述的车载双向充电机电路，当整流模块作为全桥PWM整流电路进行工作时，第二半桥两个开关管的控制信号为滞后臂发波波形，开关频率在40HZ～60HZ，波形互补，开关频率跟随输入交流电；第一半桥两个开关管的控制信号为超前臂发波波形，开关频率为固定的高频开关频率，通过调整第一半桥两个开关管的占空比，获得稳定的直流母线电压。

以上所述的车载双向充电机电路，直流母线电压设定值减去瞬时直流母线电压值，产生的差值进入电压环PI调节，电压环PI调节得到的数值乘于输入电压瞬时值得到数据，再减去输入电流瞬时值得到差值进入电流环PI调节，得到PWM值去第一半桥两个开关管的占空比。

以上所述的车载双向充电机电路，当整流模块作为全桥逆变电路进行工作时，第二半桥两个开关管的控制信号为滞后臂发波波形，固定发波频率定为50HZ，波形互补；第一半桥两个开关管的控制信号为超前臂发波波形，开关频率为固定的高频开关频率，第一半桥两个开关管的占空比从零逐渐增加到最大值，再从最大值逐渐减少到零，从而获得50HZ的正弦波。

以上所述的车载双向充电机电路，输出设定的电压值减去瞬时输出电压值产生的差值进入电压环PI调节，得到PWM值去调节第一半桥两个开关管的占空比占空比,。

以上所述的车载双向充电机电路，DC/DC转换模块包括变压器、原边电路和副边电路，原边电路包括第二母线电容、谐振电容、谐振电感和桥式连接的4个原边开关管，副边电路包括直流滤波电容和桥式连接的4个副边开关管；原边桥式电路两个半桥的中点接谐振电容、谐振电感与变压器原边绕组的串联电路，副边桥式电路两个半桥的中点接变压器的副边绕组。

以上所述的车载双向充电机电路，原边开关管和副边开关管控制信号的占空比均为50％；在正向电池充电模式下，通过调整原边开关管和副边开关管的开关频率,来调节DC/DC转换模块输出的电池充电电压；在反向交流电输出模式下，通过调整原边开关管和副边开关管的开关频率,来调节DC/DC转换模块输出的直流母线电压；在两种模式下，直流母线电压都跟随与DC/DC转换模块连接的动力电池组的电压进行调整。

以上所述的车载双向充电机电路，在正向电池充电模式下，DC/DC转换模块设定的电池充电电压值减去DC/DC转换模块输出的电池充电电压瞬时值，其差值进入电压环PI调节，得到第一差值；DC/DC转换模块设定的电池充电电流值减去DC/DC转换模块输出的电池充电电流瞬时值，其差值进入电流环PI调节，得到第二差值。将第一差值与第二差值相比较，取较小值去调节原边开关管和副边开关管的开关频率。

以上所述的车载双向充电机电路，在反向交流电输出模式下，DC/DC转换模块设定的线形电压值减去DC/DC转换模块输出的母线电压瞬时值，其差值进入电压环PI调节，得到第三差值；DC/DC转换模块设定的母线电流值减去DC/DC转换模块输出的母线电流瞬时值，其差值进入电流环PI调节，得到第四差值。将第三差值与第四差值相比较，取较小值去调节原边开关管和副边开关管的开关频率。

本发明的车载双向充电机成本低、功率密度高、能用较小的体积实现大功率输出。

[附图说明]

下面结合附图和

具体实施方式

对本发明作进一步详细的说明。

图1是本发明实施例车载双向充电机电路主电路拓扑图。

图2是本发明实施例整流模块拓扑图。

图3是本发明实施例整流模块工作模式一波形图。

图4是本发明实施例整流模块工作模式一环路控制原理图。

图5是本发明实施例整流模块工作模式二波形图

图6是本发明实施例整流模块实现模式二环路控制原理图。

图7是本发明实施例DC/DC转换模块拓扑图。

图8是本发明实施例DC/DC转换模块波形图。

图9是本发明实施例DC/DC转换模块工作模式一环路控制原理图。

图10是本发明实施例DC/DC转换模块工作模式二环路控制原理图。

[具体实施方式]

本发明实施例车载双向充电机电路主电路拓扑如图1所示，包括整流模块、DC/DC转换模块和控制电路。整流模块通过直流母线接DC/DC转换模块，车载双向充电机电路的有两个工作模式，包括模式一的正向电池充电模式和模式二的反向交流电输出模式。

在正向电池充电模式下，整流模块作为全桥PWM整流电路进行工作，DC/DC转换模块作为全桥LLC整流电路进行工作；在反向交流电输出模式下，DC/DC转换模块作为全桥LC整流电路进行工作，整流模块作为全桥逆变电路进行工作。

如图1所示，在模式一下，交流电Vin输入后通过4个天关管Q1、Q2、Q3、Q4全桥PWM整流母线电压Vbus,达到370Vdc～470Vdc后，采用8个开关管Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10、Q11、Q12全桥LLC整流，从而达到250Vdc～450Vdc电压输出来对动力电池组充电。在模式二下，250Vdc～450Vdc的动力电池组电压通过8个MOS管Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10、Q11、Q12实现全桥LC整流，达到300Vdc～470Vdc母线电压后，再通过4个MOS管Q1、Q2、Q3、Q4全桥逆变，在250Vdc～450Vdc全范围内都能实现稳定的220Vac交流电输出。

如图2所示，模式一由滤波电容C1,升压电感L1,MOS管Q1、Q2,IGBT管Q3、Q4,母线电解电容C2构成一个全桥PWM整流电路。模式二由母线电解电容C2，MOS管Q1、Q2,IGBT管Q3、Q4,滤波电容C1,交流滤波电感L1构成一个全桥逆变电路。

在图3中，Vin指的交流电输入波形，Q3、Q4为滞后臂发波波形，开关频率在40HZ～60HZ，波形互补，永远跟随输入交流电，然而Q1、Q2为超前臂发波波形，开关频率为固定高频开关频率，通过调整Q1、Q2占空比，获得稳定的直流母线电压，且功率因数渐近1。

在图4中，整流模块工作于模式一的环路，Vref指的母线电压设定的电压值,Vbus指的瞬时母线电压值，IS1输入电流瞬时值，Vin输入电压瞬时值。Vref减去Vbus产生的差值进入电压环PI调节，得到的值乘于Vin得到数据，再减去IS1生误差值进入电流环PI调节，得到PWM值去调节S1,S2占空比。

在图5中，Vin指的输出交流电波形，Q3、Q4为滞后臂发波波形，固定发波频率定为50HZ，波形互补，然而Q1、Q2为超前臂发波波形，开关频率为固定高频开关频率，Q1、Q2占空比从零逐渐增加到最大值，再从最大值逐渐减少到零，从而获得50HZ正弦波。

在图6中，整流模块工作于模式二的环路，Vref1指的输出设定的电压值,Vin指的瞬时输出电压值，IS1输出电流瞬时值，Vin输入电压瞬时值。Vref1减去Vin产生的差值进入电压环PI调节，得到PWM值去调节S1,S2占空比,这里IS1不参与环路，只做输出过流保护。

在图7中，模式一是由母线电解电容C3，原边MOS管Q5、Q6、Q7、Q8,谐振电容C4,谐振电感L2,主变压器T1-A，副边MOS管Q9、Q10、Q11、Q12,滤波电容C6构成一个带同步全桥LLC电路。模式二是由输入电容C6，原边MOS管Q9、Q10、Q11、Q12,主变压器T1-A，副边MOS管Q5、Q6、Q7、Q8,谐振电容C4,谐振电感L2,主变压器T1-A，母线电解电容C3构成一个全桥LC电路。

在图8中，分别为Q5、Q6、Q7、Q8、Q9、Q10、Q11、Q12 8个MOS管发波波形，无论工作于模式一还是工作于模式二，发波都一样，占空比均为50％。不同的是，工作于模式一时，输入为母线电压Vbus,通过调整8个MOS管开关频率,从而获得实现250Vdc～450Vdc电压输出，从而达到对动力电池组充电，工作模式二时，输入为动力电池组Vout，通过调整8个MOS管开关频率,从而获得稳定的母线电压Vbus。两种模式母线电压Vbus都需要跟随动力电池组Vout进行调整，假如动力电池组Vout下降，母线电压Vbus跟随下调，争取获得最大的增益。

图9是DC/DC转换模块工作于模式一环路图，Vref2指的输出设定的电压值,Iref指的输出设定的电流值,Vout指的瞬时输出电压值，IS2输出电流瞬时值。Vref2减去Vout产生的差值进入电压环PI调节，得到COMP1值。Iref减去IS2产生的差值进入电流环PI调节，得到COMP2值。COMP1值跟COMP2值相比较，取更小值去调节S5、S6、S7、S8、S9、S10、S11、S12开关频率。

图10是DC/DC转换模块工作于模式二环路图，Vref3指的输出设定的母线电压值,Iref指的输出设定的电流值,Vbus指的瞬时母线电压值，IS2输出电流瞬时值。Vref3减去Vbus产生的差值进入电压环PI调节，得到COMP3值。Iref减去IS2产生的差值进入电流环PI调节，得到COMP4值。COMP3值跟COMP4值相比较，取更小值去调节S5、S6、S7、S8、S9、S10、S11、S12开关频率。

本发明以上实施例的车载双向充电机电路具有以下有益效果：

1)在正向电池充电模式下，交流电220Vac通过全桥PWM整流,达到370Vdc～470Vdc母线电压后，采用全桥LLC整流，实现250Vdc～450Vdc电压输出，从而达到对动力电池组充电。

2)在反向交流电输出模式下，250Vdc～450Vdc动力电池组电压通过全桥LC整流，达到300Vdc～470Vdc母线电压后，采用全桥逆变，实250Vdc～450Vdc全范围内都能实现稳定的220Vac交流电输出。

3)在全桥PWM整流拓扑中，第二半桥的两个开关管采用IGBT管,工作频率处于低频，跟随交流电频率，能够很好的降低成本。

本发明以上实施例的车载双向充电机电路主电路实现成本低、功率密度高、能用较小的体积实现双向电动汽车专用车载充电机双向传能。