具体实施方式

参考图1，示出了可使用干扰抑制技术的雷达系统100的示意性框图。在所描述的实施例中，雷达系统为汽车雷达系统，但技术不一定限于所述应用。雷达系统100包括连接到雷达传感器模块106并且用作“多输入多输出(MIMO)”雷达系统的多个传输天线102和多个接收天线104，但本公开不限于此。雷达传感器模块106由雷达系统总线110连接到整个雷达系统100的其它较高层级部分108。整个雷达系统100的精确结构是附带的(incidental)，并且干扰抑制技术可以用于广泛范围的雷达系统中，并且不限于图1中示出的特定雷达系统100。并且，雷达系统的各种特征可变化，如本领域的普通技术人员将显而易见。举例来说，传输天线和接收天线的数量可更多或更少，并且各种功能可在雷达传感器模块106与雷达系统108的其余部分之间以不同方式分布。并且，一些功能性可在专用硬件中实施，并且其它功能性可在软件中实施，并且其它功能性可在硬件和软件的组合中实施。在一个或多个实施例中，传感器模块106可以封装中的集成电路的形式提供。

图2更详细地示出了图1的雷达传感器模块106的示意性框图。雷达传感器模块包括被配置成产生雷达循环的波形发生器120，所述雷达循环各自包括一连串多个啁啾信号，并且具有例如连接到三个发射器链中的每一个发射器链的相应功率放大器122的输入的输出。功率放大器122的相应输出各自连接到传输天线102中的相应传输天线102。举例来说，还提供四个接收器链，所述四个接收器链中的每一个接收器链连接到接收器天线104中的相应接收器天线104。每个接收器链124通常包括低噪声放大器126、混频器128(波形发生器120的输出还连接到所述混频器128)、抗混叠滤波器130、模数转换器132(具有采样频率f_adc)和采样率转换装置134。每个接收器链的输出连接到总线系统136，数字信号处理器(DSP)138、微控制器单元(MCU)140、存储器142和系统接口144各自连接到所述总线系统136。DSP 138用于实施如下文所描述的各种数据处理操作，MCU通常用于控制传感器模块106的操作并且进行各种较高层级的数据处理操作，存储器142通常为DSP 138、MCU 140和传感器模块106提供本地数据存储，并且系统接口144经由系统总线110向雷达系统108的其余部分提供接口。

首先将参考描述FMCW雷达系统100的整体操作方法以为干扰抑制技术的描述提供内容背景。在不利于干扰抑制技术的情况下，FMCW雷达系统的整体操作方法通常为本领域的普通技术人员所理解，并且出于简洁起见并且为了避免混淆对干扰抑制技术的描述，下文将省略各种细节。

如图3所示，雷达系统100的操作方法150通常涉及经由传输天线102传输152一连串啁啾作为雷达系统的第一操作循环，所述一连串啁啾例如128个啁啾。

图4示出了信号频率对时间的曲线图170，所述曲线图170示出了啁啾循环中的第一啁啾信号和第二啁啾信号。如将了解，啁啾信号实际上是频率斜坡，所述频率斜坡在频率F_c(例如，79GHz)下周期性地调制正弦载波，其中频率变化为ΔF。整个啁啾信号具有时段T_chirp，其包括初始停留时间T_dwell。此停留时间仅仅是啁啾之间的暂停。停留时间之后是具有持续时间T_ramp的线性频率斜坡，接着是具有持续时间T_reset的复位时间。两个其它时间段与接收器信道的操作相关。在T_dwell之后存在稳定时间T_set，并且所述稳定时间T_set在斜坡信号开始时开始。稳定时间T_set为用于产生斜坡信号的锁相回路(PLL)提供时间以稳定成所述锁相回路的线性行为。另外，任何反射信号都可在稳定时间期间返回到雷达系统。接着存在数据获取时段T_acq，其在稳定时间结束时开始并且在频率斜坡结束时结束。接收器信道在此数据获取时间T_acq期间基于存在于接收器信道中的信号而活跃地获取数据，如下文更详细地解释。

尽管图4中示出了线性增加的频率斜坡，但是应了解，技术不一定限于此类啁啾信号，并且还可以使用其它调频方案。在啁啾信号的循环的循环开始传输之后，激活接收器信道124以在时间T_acq期间开始检测由接收器天线124拾取的信号。这些信号将包括接收器信道中的噪声，且可包括来自目标和/或干扰的反射的啁啾信号。因此，在154处，雷达系统开始处理在接收天线104上接收到的信号。应了解，尽管以下描述将提到频率增大的Tramp时段，但本公开不限于此，且可同样适用于在啁啾的频率减小部分(在图4中示出为Treset)期间检测和抑制干扰。

如图5所示，所传输的啁啾信号180在载波频率F_c下开始且在时间T_ramp内增加了腰，且所述啁啾信号可由物体反射且作为反射信号182被接收，所述反射信号182延迟了时间τ，所述时间τ为飞行时间。如在图5中可以看出，延迟τ相对较短并且可小于T_set，并且因此任何反射的啁啾可能已经开始在接收器信道处在数据获取时被接收。在接收器信道中，在数据获取时段T_acq期间，在低噪声放大之后，接收器信道中的信号通过与调制波形混合而进行降频转换，以产生中频IF信号。在降频转换操作中，所传输的信号与接收器信道中的信号混合，并且存在的任何所接收啁啾信号实际上是模拟域中时间延迟的所传输信号。在雷达系统与反射物之间的相对速度为零的情况下，时间延迟的信号仅为所传输信号的衰减且相位旋转的版本。降频转换操作的结果是在所谓的拍频下振荡的正弦波。拍频F_beat取决于到反射物体的距离D，斜坡的开始频率与停止频率之间的差ΔF，以及斜坡的持续时间T_ramp，如下：

F_beat＝ΔF/T_ramp x 2D/c

其中c是光速。

在相对速度不为零的情况下，将对应的多普勒频率加到拍频。如果啁啾的持续时间较短，例如短于100μs，并且频率斜坡ΔF为至少几十MHz，那么相比于拍频，多普勒频率极小，并且可在距离D的计算中忽略。然而，多普勒分量将改变所接收频率斜坡182的相位。可以使用众所周知的技术-二维快速傅里叶变换(FFT)-来计算相对径向速度，如下文更详细地描述。在此类FMCW雷达系统中，距离D与拍频F_beat之间的关系是线性的，并且拍频随着到反射物的距离增大而增大。

在实践中，在雷达系统的视场中可以存在多个反射。在此情况下，降频转换操作的输出是在与到反射物的距离相对应的拍频下振荡的正弦波的总和。如图5所示，接收器信道中的抗混叠滤波器130具有上混叠低通滤波器边界184和下混叠低通滤波器边界186，如图5中的虚线所表示。抗混叠滤波器130通常被设计成具有小于或显著小于接收器信道中的ADC132的采样率f_adc的一半的截止频率，并且确定最大拍频且因此确定最大可检测范围。选择显著小于采样率的一半的截止频率可放宽抗混叠滤波器的复杂性和功率。此外，抗混叠滤波器还减少了可在IF信号频率下捕获的不需要的噪声和干扰的量。在ADC的采样频率f_adc大于系统想要检测的最大拍频的情况下，可在每个接收器链中提供采样率转换装置134，以便有效地减小ADC的输出数据速率。

返回到图3，在156处，可对接收器信道中的信号进行干扰检测，如下文更详细地论述。在158处，雷达系统的较高层级过程可实行适当的避免策略，如本领域中一般已知的。可替换的是，或另外，系统可根据如下文中所描述的一个或多个实施例应用抑制。

如上文所论述，接收器信道处理接收器天线104上的所接收信号，所接收信号经过降频转换、抗混叠滤波、模数转换和任何采样率转换。数字样本随后由数字信号处理器138处理，包括对拍频的量值进行估计。如上文所提到，可以使用基于快速傅里叶变换的方法来估计拍频且因此估计距离。

ADC 132获取样本的频率为f_adc。根据采样定理，可由数字信号表示的最大频率为奈奎斯特频率，所述奈奎斯特频率在实值样本的情况下等于f_adc的一半。距离较大的反射物可具有超过f_adc的一半的拍频。所述拍频在频谱中的位置为在基带频谱中的位置加上f_adc的未知整数(N)倍数。也就是说：abs(f_in-N*f_adc)。

在一些情况下，遥远(far-away)反射器不受关注。为了防止这种不需要的混叠，使用抗混叠滤波器130，以及在数字信号处理器DSP 139内部的数字低通滤波器。这些滤波器使超过所关注频带的频率分量强烈衰减。在图2中，抗混叠滤波器被实现为模拟滤波器和数字滤波器的组合。

图6示出了示出在处理数字样本和执行各种较高层级的雷达系统操作时由DSP和MCU进行的典型数据处理操作的流程图200。在602处，DSP 138接收接收器信道的信号的数字样本。在604处，可将常规加窗(windowing)应用于接收器数据，以首先从每啁啾的全部样本选择样本的子集，并其次以使得旁瓣(sidelobe)足够小的方式塑形频谱。举例来说，可以使用切比雪夫(Chebyshev)窗或汉明(Hamming)窗。在606处，根据一个或多个实施例，可将干扰和/或抑制过程应用于来自接收器信道中的仅一个接收器信道的信号的数字样本。步骤608到步骤628通常是常规的，但如果基于干扰抑制过程606的结果进行修改，那么应用于来自接收器信道的接收器数据。通常，步骤602到618可由DSP进行，并且步骤620到628可由MCU进行。

在608处，将第一FFT应用于每个所接收的啁啾以将时间信号转换成频域。每个啁啾的频率分量实际上为样本矩阵。如果以逐行方式存储样本，那么样本将存储在邻接存储器地址处。随后对于第二FFT，处理器将需要以固定偏移(例如，对于对应于来自所有啁啾的FFT仓1的所有样本)检索样本数据。这通常很耗时，因为样本将需要在总线上逐个地传送，而这将很耗时。因此，在610处，将每个啁啾的频率分量的矩阵转置，并且以使得在读取后可在无偏移的情况下读取样本集合的方式存储所有样本。还可应用压缩以节省存储器。

因此，在612处，对数据进行解压缩和解转置(de-transpose)，使得可在614处对单个列中的所有样本进行第二FFT运算以提供距离/速度2D频谱。在此阶段，多个2D频谱是可用的，每个接收天线一个2D频谱。任选地，可对这些频谱的功率值取平均值。在616处，将峰值检测过程应用于功率值，并且可使用恒虚警率(CFAR)方法。可沿着多普勒频率(相对速度)维度计算CFAR方法的阈值。优选地，使用有序统计数据(OS)CFAR算法。在此算法中，根据所处理的属于距离多普勒频谱的所有样本的功率值对所述样本进行排序，此后使用第N个最大样本来计算检测阈值。当多个发射器同时活跃时，接收器接收所传输信号的总和，因此在618处，进行MIMO处理以基于时间、频率偏移或代码而分离所接收信号。

在620处，MCU可接着进行任何天线校准，并且在622处，针对功率超过CFAR阈值的样本估计到达方向。可任选地以数据聚类(clustering)624、物体跟踪626(例如使用卡尔曼滤波器)和物体列表628的形式应用另外的处理。可接着视需要将雷达距离处理的结果传递到雷达系统的较高系统级以用于另外的动作。

现在将更详细地描述在步骤606处进行的干扰抑制技术。如图6所示，在第一傅里叶变换之前应用此技术并因此在时域而非频域中进行此技术。将干扰抑制技术应用于接收器信道中的一个接收器信道中的接收器信号。可接着将干扰抑制技术的结果应用于所有接收器信道中的接收器信号以提高雷达系统性能。

图7示出了频率对时间的曲线图，其类似于图5的曲线图并示出干扰的影响。对于所传输的啁啾180，所接收的时间延迟了时间τ的啁啾对应于线182。如果雷达系统的视场内存在干扰FMCW雷达，那么干扰雷达系统的所传输啁啾可具有如由线188指示的频率斜坡。由于下抗混叠LPF边界186和上抗混叠LPF边界184，干扰啁啾将在干扰时间189T_int内存在于接收器信道中。因此，在与最初传输的啁啾信号180相对应并相关联的数据获取时段T_acq期间，接收器信道中的一些信号可对应于反射的啁啾182，并且在时间T_int期间，所接收信号的其它部分可对应于干扰啁啾和反射的啁啾的混合。为了将来参考，应注意，干扰信号的频率在时间T0190越过所传输信号，时间T0190通常在干扰时间T_int的中点处。

如上文所论述且如图2所示，在对应于原始所传输啁啾的数据获取时间T_acq期间，接收器信道中的接收器信号经过降频转换、低通滤波、模数转换、所应用的任何采样率转换，且接着数字数据被传递到DSP以供处理。在数据获取时间T_acq期间，ADC对雷达循环的每个啁啾进行多次采样，并且对应于每个所传输啁啾的采样的数字数据存储在DSP 138中以供处理。

现在更详细地转而考虑干扰抑制，首先应注意，取决于啁啾中的所传输频率斜坡的斜率(向上或向下)，在降频转换和低通滤波之后的反射信号仅在频谱的一侧(分别为左或右，也就是说，分别为较低或较高)上具有拍频。

这在图8中示出。图8的顶部部分示出在频率806对时间808的曲线图上从发射器传输的啁啾802(实线)，以及来自各种物件的若干反射信号804(虚线)，在此例子中，反射信号804为三个此类反射信号。考虑到啁啾1810，在对所接收信号进行降频转换且对降频转换的信号进行低通滤波以限制于频率范围[-fb.max，fb.max]814之后，所得信号接着由ADC数字化并通过应用快速傅里叶变换FFT而进行变换。在功率816对频率818的所得曲线图上可以看出，频率818是在图9所示的正交混频器828以及复杂基带838和832之后的复杂IF信号的频谱。这示出拍频信号或差拍820仅在频谱的一侧(“带内”828)上，而包括带内侧828和图像频带830两者的完整频率范围的两侧上存在噪声。差拍的信号电平高于噪声本底824，如所示。应注意，在轴816上不存在主功率峰值822(其原本将在频谱的中心处)，这是由于在接近所述主功率峰822的此位置处的信号由基带(130或830)中的高通滤波器滤出。

应了解，由于在所传输信号中应用频率啁啾，其中可取决于调制方案和使用情况而各自改变所传输信号的开始频率和结束频率、啁啾和持续时间，因此尽管频率范围的中心保持固定，但可调适fb_max(通常，此“待检测的最大拍频”的值由抗混叠LPF和数字LPF设置)。因此，带内频率范围[-fb.max，0]和图像频带频率范围[0，fb.max]不恒定或固定，但为可调适的。

现在考虑啁啾812，在此时间期间接收干扰信号，如826处所示。可以看出，此干扰信号越过完整的带内频率范围[-fb.max，fb.max]814。因此，在进行滤波并将变换应用于频域之后，干扰信号不限于所需(“带内”)IF频带，而是类似于噪声扩展到主功率频率的另一侧上的“图像频带”。

本发明人已经了解，有可能使用此现象来抑制和/或至少部分地消除来自一个或多个反射信号的干扰信号。现在将更详细地描述一种示例技术。

先前相对于图2所提到的在128处的降频转换可使用复杂的接收器架构。在复杂的接收器架构中，在前端低噪声放大器(LNA)910中进行放大之后，借助于正交混频器928进行降频转换，所述正交混频器928将信号和信号的90°相移版本与从频率啁啾产生电路提供的本地振荡器(LO)信号940混合。降频转换器可包括两个IF电路链或基带电路链，包括可变增益放大器基带滤波器930和ADC 932，如图9所示。通过分别处理这些数据，可相对独立地处理带内928数据和图像频带830数据。

在其它实施例中，接收器的模拟部分仅处理真实数据，并且I信号和Q信号在数字处理级中分离。这在图10中示出，其中在LNA 910之后，通过由混频器1028将信号与本地振荡器信号940混合而对所述信号进行降频转换，I具有信号通过可变增益放大器基带滤波器930且随后在ADC 932中数字化。接着处理数字信号以在数字域中提供正交I数据和Q，例如，如所示。在此例子中，ADC时钟1035驱动数控振荡器1040，在混频器1050处将来自所述数控振荡器1040的两个单独输出与来自ADC的输出进行混合，并且接着借助于数字滤波器1060进行数字滤波，以提供相应的数字I数据和Q数据。

一旦已经分别识别出同相I数字数据和正交Q数字数据，干扰信号就可受到抑制。综上所述，由于图像频带仅包括干扰信号和噪声，而带内信号包括所需差拍信号以及干扰信号和噪声，因此处理并从带内信号减去图像频带信号。

在一个或多个实施例中，在时域中(也就是说，在借助于FFT或类似方式变换到频域之前)进行信号处理。为了将图像频带信号镜像处理到带内信号上，必须选择反射点(具体来说，时刻)以便实现镜像处理。反射点的适当时刻是当干扰信号频率越过所传输信号频率时的越过时刻T0，如图7中的190处所示，如上文所提到。

应注意，以上技术通常仅用于在干扰信号存在于图像频带和带内两者中的情况下抑制所述干扰信号。如果干扰信号越过两个带宽时，那么情况将如此，这在图7中出现-在内部Tint上。

现在转向图18，图18示出了根据一个或多个实施例的抑制干扰的方法。在步骤1810处，从所接收信号中提取I和Q数字数据。在步骤1820处，识别干扰窗口IW。这可通过监测图像频带中的功率阈值来实现。由于反射信号仅在带内具有拍频，因此图像频带中明显高于噪声阈值的功率电平可指示干扰信号。在步骤1830处，检查图像频带中的功率，并且还检查图像频带中的高通滤波版本的功率。两个频带中的高功率电平可指示所识别的干扰越过两个带宽。在步骤1840处，估计干扰信号的越过点或时刻T0：这可例如图像频带时域信号的互相关来进行。所估计的越过点可通过已知技术，例如经由样本功率检查等来改进。在步骤1850处，在时域中大致在所识别的越过点对图像频带信号进行镜像处理。并且在步骤1860处，在干扰窗口的持续时间内仍在时域中从带内信号减去镜像的图像频带信号。

转回到图11，图11示出了用于抑制干扰信号的数字信号处理器的相关部分。具体地说，所述图示出了处理子单元1100。数字同相信号I数据1120连同数字正交数据Q数据1125输入到子单元。处理子单元包括被配置成使数字同相信号延迟的延迟单元1110，以及被配置成将希尔伯特变换应用于数字正交信号的变换单元1130。希尔伯特变换为可涉及具有函数(1/πt)的Q数据的线性算子。频域中的影响是向原始数据的每一傅里叶分量赋予90°的相移。

组合逻辑单元1140-等效于模拟混频器的数字-被配置成添加延迟的数字同相信号和经过希尔伯特变换的数字正交信号以提供带内IF信号IF+；并且另一组合逻辑单元1145被配置成从延迟的数字同相信号减去经过希尔伯特变换的数字正交信号以提供图像频带IF信号IF-。本领域的技术人员将了解，取决于啁啾是向上还是向下(当然，事先是已知的)，可将I+i*Q或I-i*Q选择为带内信号；图像频带信号是I+i*Q或I-i*Q中的另一个。

图像频带处理单元1150被配置成识别干扰窗口，估计干扰越过时刻，并大致在干扰越过时刻在干扰窗口上对图像频带IF信号进行镜像处理。如上文关于图18中的流程图所描述，可进行对干扰窗口的识别。可通过各种不同技术来选择实际窗口。在一种示例技术中，选择用于受干扰啁啾的接收器信号的第一高通滤波样本，且将第一样本的值与功率阈值进行比较，所述功率阈值可以是固定阈值或可变阈值。

如果确定当前高通滤波的样本的值小于另一阈值，那么选择当前受干扰啁啾的下一样本并处理返回，且将下一样本与另一阈值进行比较。可替换的是，如果确定当前样本的值超过阈值，那么将当前样本标记为受干扰的且因此为窗口的部分，且接着选择当前受干扰啁啾的下一样本。可针对每个受干扰啁啾维持1-d阵列WINDOW(FLAG)，所述1-d阵列WINDOW(FLAG)包括每个样本的字段，且其中针对未受干扰的样本将值设置为零，并且针对窗口的受干扰样本开始部分将值设置为1。因此，重复过程直到已经针对阈值评估当前受干扰啁啾的所有样本为止。

在此例子中，样本旗标用于限定窗口。

通过上文所论述的希尔伯特变换在干扰窗口上对图像频带IAF信号进行镜像处理。

从组合逻辑或数字减法器或加法器1160中的带内IF信号IF减去来自图像频带处理1150的输出，以提供输出信号1170。因此，输出是受到干扰抑制的信号。

正如已经提到的，从带内信号减去镜像的图像频带信号仅有效地去除干扰信号，其限制条件为干扰信号存在于镜像的图像频带和带内两者中。如果干扰信号未越过两个带宽，那么情况可能不是这样。举例来说，如果干扰信号具有与反射信号的频率啁啾类似的频率啁啾，那么在单个啁啾期间，干扰信号可能不越过两个带宽。在此类情况下，干扰抑制技术可能无效，或可能仅部分有效。一般认为根据一个或多个实施例的当前图像干扰抑制技术可适合于与其它干扰减轻技术一起应用。

图12到图17示出了与干扰抑制技术相关联的各种实验波形。

图12示出了在时域中绘制为归一化振幅1240对样本1250的雷达距离像，在1210处，非相干干扰信号存在于20％(例如，5分之1)的啁啾中。与不存在干扰的信号进行比较，在1220处示出。可以看出，干扰仅在时间上影响受限窗口1230。然而，当查看频域中的相同数据时，如图13所示，图13将雷达距离像示出为归一化振幅1340对频率1350，显而易见的是，包括干扰1310的信号影响整个带内频率范围，达到在不具有任何干扰1320的信号的峰值1630差拍仅在由干扰1310产生的明显“噪声本底”1315上方可见的程度。

图14模拟降频转换的干扰信号(具有包括一些模拟的热噪声)，在1410处绘制实际接收器中的振幅1440对样本1450，并且分别在1420和1430处绘制单独带内(IF+)信号和图像频带(IF-)信号。如从图中可看出，干扰信号关于干扰啁啾与“理论上”所传输啁啾相交的时刻具有对称振幅和相位变化。

图15模拟相同的降频转换的干扰信号(但此时间不包括热噪声以更清楚地示出信号的对称性质)，在1510处绘制真实接收器中的振幅1440对样本1450，以示出对称带内和图像频带方面。

图16和图17示出了干扰抑制技术：图16示出了在时域中绘制为归一化振幅1640对样本1650的不具有干扰的信号1610。所述图还包括第二波形，所述第二波形由于与信号1610直接重叠而不可见：第二波形为具有受到良好抑制的干扰的信号的时域波形：换句话说，对信号应用干扰抑制技术产生与原始信号直接重叠的不具有干扰的信号。

图17示出了振幅1740对IF频带中的频率1750的曲线图，也就是说，图16和图14中的时域中示出的信号的“频谱图”。在1710处，示出了包括越过干扰的信号(如图14中所描绘)：干扰提供约15dB下的“噪声”本底。在应用信号抑制技术之后，在1720处重新绘制信号(即，这对应于图16的时域波形)。可以看出，噪声本底已经显著减小到-10dB与-5dB之间。此外，此噪声本底非常类似于无任何干扰源的原始信号，其绘制在1730处。如可以清楚地看出，在大约0.35下的拍频仅比包括干扰的信号的噪声高大约20dB；相反，在干扰抑制之后，信号比噪声高40dB。

为简洁起见，下文优势可能提到“所接收”或“反射”啁啾，但应理解，这可能仅仅是在与所传输啁啾相关联的数据获取时段期间接收器信道中的信号的简单表达，因为在一些情况下无法接收反射啁啾信号(例如，如果不存在反射物)或反射啁啾信号可能过弱而无法被接收器辨别(如下文更详细地论述)。

通过阅读本公开，本领域的技术人员将明白其它变化和修改。此类变化和修改可涉及FMCW或啁啾雷达的领域中已知且可代替本文中已经描述的特征使用或除了本文中已经描述的特征外使用的等效和其它特征。

当应用于接收器的数字处理部分时，本文中对“信号”的参考可指代数字数据流或数字数据集合。

尽管所附权利要求书是针对特定特征组合，但是应理解，本发明的公开内容的范围还包括本文中明确地或隐含地公开的任何新颖特征或任何新颖特征组合或所述新颖特征的任何概括，而不管所述新颖特征是否涉及与当前在任何权利要求中要求保护的本发明相同的发明或所述新颖特征是否缓和与本发明所缓和的技术问题相同的任一或全部技术问题。

在单独实施例的情形中描述的特征也可以组合地提供于单个实施例中。相反，为了简洁起见，在单个实施例的情形中所描述的各种特征也可以单独地或以任何合适的子组合提供。申请人特此提醒，在审查本申请或由此衍生的任何另外的申请期间，可以根据此类特征和/或此类特征的组合而制订新的权利要求。

为完整性起见，还规定术语“包括”不排除其它元件或步骤，术语“一”不排除多个，单个处理器或其它单元可满足在权利要求中所述的若干装置的功能，且权利要求中的附图标记不应解释为限制权利要求的范围。