具体实施方式

下面结合附图具体阐明本发明的实施方式，实施例的给出仅仅是为了说明 目的，并不能理解为对本发明的限定，包括附图仅供参考和说明使用，不构成对 本发明专利保护范围的限制，因为在不脱离本发明精神和范围基础上，可以对本 发明进行许多改变。

为了使电动汽车WPT系统兼具抗偏移抗偏转特性以及实现同端线圈解耦， 本发明实施例首先提供一种基于正交DD型线圈的无线供电耦合机构，如图1的 爆炸图和图2的正视图所示，该耦合机构包括发射端和接收端，发射端包括层 级设置的第一DD型发射线圈L_t1、第二DD型发射线圈L_t2(长度＝宽度＝W₃)、 第一铁氧体磁芯、第一屏蔽板(方形铝板，边长标记为W₁)，接收端包括层级设 置的第二屏蔽板(与第一屏蔽板采用相同的铝板)、第二铁氧体磁芯、第二DD 型接收线圈L_r2和第一DD型接收线圈L_r1，其中第二DD型发射线圈L_t2与第一 DD型发射线圈L_t1正交叠置，第二DD型接收线圈L_r2与第一DD型接收线圈L_r1正交叠置，且第一DD型发射线圈L_t1与第一DD型接收线圈L_r1同向相对，在无 偏移无偏转时，第一DD型发射线圈L_t1与第一DD型接收线圈L_r1同向正对。这 里的同向理解为，如图1、2所示，第一DD型发射线圈L_t1的长、宽分别对应第 一DD型接收线圈L_r1的长和宽，在无偏转时，两者处于平行状态。发射端两DD 型线圈的正交叠置关系如图3所示，因这种双层正交DD关系，将2个正交叠 置的DD型线圈合而称为DQDD(Double-layer Quadrature Double-D，双层正交双 D型)线圈，而本实施例采用两个DQDD线圈的耦合机构称为DQDD磁耦合机 构。

如图1、2，第一屏蔽板与第二屏蔽板采用相同的方形铁氧体板，其边长标 记为W₂，方形铁氧体板的中心与两正交的DD型线圈的正交中心重合，而建立 的空间坐标系则以发射端DQDD线圈的正交中心为坐标原点，以汽车行驶方向 为X轴，以门对门方向为Y轴。

如图1、2所示，第二DD型发射线圈L_t2、第一DD型发射线圈L_t1、第二 DD型接收线圈L_r2、第一DD型接收线圈L_r1采用相同的DD型线圈。如图1、 2、3所示，DD型线圈由第一D型线圈和第二D型线圈串联而成，第一D型线 圈和第二D型线圈尺寸和匝数相同、绕向相反且相距d₁，0＜d₁≤300mm，在图 2中，D型线圈的宽度标记为W₄。在这里，如图3，对于横向放置的DD型线 圈，其左侧的D型线圈采用顺时针绕向，继而再采用逆时针方向绕制右侧的D 型线圈，其他DD型线圈的绕制方式相同，仅安装位置不同。基于如图3中DQDD 线圈的空间位置及绕法，两层DD线圈之间不存在耦合，而且在设定激励条件下 DQDD线圈的合成磁动势呈周期性旋转，在对应空间内将产生同频旋转磁场。 正交的两层DD线圈不存在耦合是因为两者的位置满足正交关系以及DD线圈 的反向绕法，一方面使得相邻层DD线圈之间的互耦净磁通量接近于零，另一方 面互耦磁通在DD线圈所产生的感应电压彼此抵消。

发射端DQDD线圈产生的合成旋转磁动势取决于激励电流、线圈绕法及导 磁机构。采用两路幅值相等且相位差90°的电流i_t1、i_t2激励两层DD线圈，结合 两层DD线圈的正交位置关系，参考图3，DQDD线圈中两层线圈产生的磁动势 可分别表示为式(1)：

式中θ_s为参考空间角。

继而依据两层DD结构和匝数相同，可知磁动势幅值满足F_φ1＝F_φ2，则合成 磁动势f_t可简化为式(2)，这意味着合成磁动势f_t以角频率ω等幅值呈周期性旋 转。

f_t＝F_φ1cos(ωt-θ_s) (2)

旋转磁动势所在的圆形区域与方形导磁机构在位置上具有外切关系，如图 3，因而合成磁通分布路径对应的磁阻相等。这表明了合成磁场同样以频率ω 等幅值作周期性旋转。

图4为基于DQDD磁耦合机构的WPT系统电路图，主要由直流电源 (U_dc)、两组并联的全桥逆变器(第一全桥逆变器、第二全桥逆变器)、两路 LCC发射端补偿电路(第一LCC发射补偿电路、第二LCC发射补偿电路)、 DQDD磁耦合机构、两路接收端补偿电路(第一电容谐振网络、第二电容谐振 网络)、两组串联的整流滤波电路(第一全桥整流电路、第二全桥整流电路) 及负载等效电阻R_L构成。第一DD型发射线圈L_t1连接在第一全桥逆变器和第 一LCC发射补偿电路所构成的第一无线能量发射通道上；第二DD型发射线圈 L_t2连接在第二全桥逆变器和第二LCC发射补偿电路所构成的第二无线能量发 射通道上；第一DD型接收线圈L_r1连接在第一电容谐振网络和第一全桥整流 电路所构成的第一无线能量接收通道上；第二DD型接收线圈L_r2连接在第二 电容谐振网络和第二全桥整流电路所构成的第二无线能量接收通道上。

该系统通过控制两组高频逆变器的驱动信号，将直流电源转换为两路幅值 相等且相位角相差90°的高频交流电压u₁、u₂，再经由发射端的LCC谐振电路 供给DQDD磁耦合机构的两路发射线圈，接收线圈拾取电能后再经过串联补偿 电容接入整流电路，最后供给负载等效电阻R_L。图4中L_fti、C_fti和C_ti(i＝1, 2)为构成两路LCC网络的谐振元件，C_rj(j＝1,2)为接收端的谐振电容，L_ti和L_rj分别为DQDD发射和接收端各个线圈的自感，M_tirj、M_rjti(i＝1,2，j＝1, 2，i≠j)表示发射端与接收端对应线圈的互感。

耦合系数随磁耦合机构错位情况的变化快慢是衡量磁耦合机构抗偏移能力 的重要指标。以图5所示的单能道WPT拾取端开路电压及短路电流电路图为 例，对于只有单一通道的磁耦合机构耦合系数计算如下式(3)所示，V_oc为拾取 端的开路电压，I_sc为拾取端未补偿的短路电流，S_us为未经补偿的输出容量，S_up为发射线圈的容量，ω为电源角频率，k为多能道磁耦合机构的等效耦合系 数，所有电压电流均为相量。

同理可得，如图6所示的多能道WPT拾取端开路电压及短路电流电路 图，以本实施例提出的磁耦合机构且忽略同边耦合的情况下，多能道磁耦合机 构的等效耦合系数。如下式(4)所示，式中的I_sc1、I_sc2分别为拾取端未补偿的短 路电流，V_oc1、V_oc2为拾取端的开路电压，S_us1、S_us2分别为未经补偿的输出容 量，S_up1、S_up2分别为发射线圈的容量，ω为电源角频率，所有电压电流均为相 量。式(4)中I_t1和I_t2相位相差90°时，k_eff为多能道磁耦合机构的等效耦合系 数。

令|I_t2|²/|I_t1|²＝α，对k_eff表达式进行如下两步简化处理分别得到下式(5)和(6)：

然后对函数F(α)求导得到下式(7)：

从上式(7)可得出当磁耦合机构发生偏移后，由自感与互感间的关系，可以 通过调节I_t1和I_t2幅值比使得磁耦合机构的等效耦合系数增加。针对本实施例 所提出的磁耦合机构，由于每个发射和接收线圈的自感都十分接近，对式(7)再 进行简化处理得到下式(8)。

从上式(8)看得出，当发射线圈1与两个接收线圈之间互感的平方和大于发 射线圈2与两个接收线圈之间互感的平方和时，通过减小α可使得等效耦合系 数增大，反之亦然。本实施例所提出的磁耦合机构采用发射线圈间电流相位差 为90°，电流幅值比为1，也即通入第二DD型发射线圈与第一DD型发射线圈 的两路激励电流，幅值相等且相位差90°，此时在第二DD型发射线圈与第一 DD型发射线圈的正交叠合区域形成旋转磁场，如图3所示。

鉴于图1、2所示的磁耦合机构，由于两层DD型线圈在空间上相差90°， 若线圈中流过幅值相等相位差为90°时，DQDD线圈将在XOY水平面形成旋 转磁场，使发射线圈所激发的磁场分布更加均匀，以此提高磁耦合机构的抗偏 移性能。

表1给出了DQDD磁耦合机构待优化的尺寸参数、优化范围。

表1待优化的尺寸参数、优化范围

为了确定最终的优化值，本发明实施例还提供一种基于正交DD型线圈的 无线供电耦合机构的参数设计方法，包括步骤：

S1、设置所有D型线圈保持相同的尺寸和匝数(当然还有第一无线能量发 射通道与第二能量发射通道的结构和参数不变，第一无线能量接收通道与第二 无线能量接收通道的结构和参数不变)；

S2、设置方形铁氧体板的厚度h₂在一初始值，设置d₁逐渐增大，且方形 铁氧体板的边长W₂跟随d₁的增大而同步增大，记录DD型线圈的自感、DD 型线圈间的互感和系统等效耦合系数的变化情况，并根据该变化情况确定d₁的 最优值；

S3、设置h₂在一初始值、d₁取其最优值，设置W₂逐渐增大，记录系统等 效耦合系数的变化情况，并根据该变化情况确定W₂的最优值；

S4、设置d₁取其最优值、W₂取其最优值，设置h₂逐渐增大，记录系统等 效耦合系数的变化情况，并根据该变化情况确定h₂的最优值；

S5、设置无线供电耦合机构的参数为：d₁取其最优值、W₂取其最优值、h₂取其最优值。

首先，在步骤S2中，在线圈相对位置方面，以同层D形线圈之间的距离 d₁作为优化变量，讨论同层D形线圈之间的距离与线圈自感、互感及耦合系数 的变化规律。在对同层D形线圈之间的距离优化时，为了控制变量将铁氧体厚 度设为9mm(初始值)，而方形铁氧体的边长W₂随着同层D形线圈之间的距 离d₁同步增加。由图7可得线圈自感(L_r1、L_r2、L_t1、L_t2)均随着同层线圈间 的距离d₁增大，先减小后略微增加；而线圈间互感(M_t1r1、M_t2r2)和系统等效 耦合系数(k_eff)均随着同层线圈间的距离d₁增大，先增加后略微减小；由此确 定同层线圈间最佳距离在系统等效耦合系数最大时，即d₁的最优值为90mm。 图7中左边对应电感值，右边对应耦合系数值。

然后，在步骤S3中，确定线圈间最佳距离为90mm，铁氧体厚度仍然为初 始值9mm，对方形铁氧体的边长进行优化。优化结果如图8所示，可得到当铁 氧体为300×300mm(即边长的最优值为300mm)时等效耦合系数达到最大。

最后，在步骤S4中，确定线圈间最佳距离为90mm，铁氧体长宽为 300×300mm，对方形铁氧体的厚度进行优化。优化结果如图9所示，可得随着 铁氧体厚度增加等效耦合系数先逐渐增大最后基本不再增加。综合考虑到磁芯 制作成本和磁耦合基本尺寸等现实限制因素，选取系统等效耦合系数较大时的 厚度，本实施例最后确定铁氧体厚度为10mm。

由此，得到无线供电耦合机构优化后的参数为：d₁取其最优值90mm、W₂取其最优值300mm、h₂取其最优值10mm，如下表2所示。

表2待优化的尺寸参数、优化范围及优化值

为验证本实施例所提出的DQDD磁耦合机构的抗偏移性能，本实施例所对 照的磁耦合机构尺寸均为相同的CP线圈、DD线圈及未优化DQDD磁耦合机 构作为比较对象，且所有线圈保持相同的匝数(19匝)。从以下三个方面： XOY水平面、垂向和垂向偏转对比三种磁耦合机构的耦合系数保持系数。

图10-1中(a)、(b)分别为CP线圈、DD线圈的结构图(含尺寸参数)，图 10-2中(a)、(b)、(c)、(d)为CP线圈、DD线圈、优化前DQDD线圈(d₁＝0，其 余参数与优化后的DQDD线圈一致)和优化后DQDD线圈在XOY水平面偏 移时磁耦合机构的耦合系数保持系数图。从图10-2(a)可以看出CP线圈在XOY 水平面上的抗偏移能力较强，但随着在XOY水平面偏移距离的增加耦合系数 保持系数下降得越来越快；从图10-2(b)可以看出DD线圈在XOY水平面上偏 移时，仅在Y方向上具有较高的抗偏移能力；从图10-2(c)和图10-2(d)可以看 出优化后DQDD线圈在XOY水平面的各个方向的抗偏移能力都为最强，在发 生偏移时经优化后的DQDD线圈的等效耦合系数变化范围最小。

在垂向偏移方面(即沿Z轴偏移)比较如图11所示，从图中不难看出， 三种磁耦合机构在发生垂向偏移时，CP线圈与DQDD线圈的耦合系数保持率 基本相同，而DD线圈在垂向方向抗偏移为三种中最差的，优化后DQDD线圈 在垂向抗偏移上有所提升。

在垂向偏转方面比较如图12所示，从图中不难看出，三种磁耦合机构在 发生垂向偏转时，由于CP线圈具有很高对称性，在发生垂向偏转时其耦合系 数保持最强，其耦合系数完全不变；其次，DD线圈在垂向偏转时，其耦合系 数保持系数的变化范围最大，从1到0；最后，优化后的DQDD线圈的等效耦 合系数保持率与CP线圈基本一致，且优化后的DQDD线圈在抗垂向偏转上略 强于优化前的DQDD线圈。

在WPT技术实际应用中，接收机构与发射机构出现未对准的情况是最为 普遍存在的。当磁耦合机构偏移时会导致线圈自感和互感发生变化，但由于自 感的变化范围很小，下面针对所提出的优化后的DQDD磁耦合机构在发生各种 情况偏移过程中，其互感的变化情况进行探究。如图13所示为本例所提出接 收机构在XOY水平面偏移时，M_t1r1、M_t1r2、M_t2r1和M_t2r2的变化情况。

从图13可以看出当仅发生X或Y方向偏移时M_t1r2和M_t2r1几乎为0，即当 仅发生X或Y方向偏移时系统不存在交叉耦合的情况；而M_t1r1和M_t2r2分别沿 X和Y方向偏移时变化范围很小，验证了DD线圈仅在一个方向上具有较强的 抗偏移能力。

如图14所示为所提出的磁耦合机构在只发生垂向偏移时，M_t1r1、M_t1r2、 M_t2r1和M_t2r2的变化情况。从图14可以看出当仅发生垂向偏移时M_t1r2和M_t2r1几 乎为0，即当仅发生垂向偏移时，系统不存在交叉耦合的情况；在只发射垂向 偏移时M_t1r1和M_t2r1的变化趋势和大小几乎相同，即说明若原边线圈流过相同 大小电流的情况下副边线圈所感应的电压大小几乎相等。

由于所提出的DQDD磁耦合机构是关于X轴或Y轴对称的结构，所以垂 向偏转范围只考虑了0～90°。从图15可以看出当仅发生垂向偏转时M_t1r2和 M_t2r1随着垂向偏转的角度增大而增大，而M_t1r1和M_t2r2随着垂向偏转的角度增 大而较小。当发生垂向偏转时M_t1r1和M_t2r2在副边线圈所感应的电压减小，而 M_t1r2和M_t2r1在副边线圈所感应的电压增大，即在发生垂向偏转时能够维持等效 耦合系数基本不变。

综合上述三个方向抗偏移性能对比，在抗偏移性能方面优化后的DQDD线 圈为最优。

当所提出的磁耦合机构只发生X、Y或Z方向偏移时，由于同侧DD线圈 始终处于解耦状态，即忽略同边互感的情况下，该磁耦合机构只存在M_t1r1和 M_t2r2两对互感，在忽略补偿电感、线圈和电容内阻的情况下，系统基波等效电 路如图16所示。U₁、U₂为两组逆变的输出电压，通过控制DSP所产生PWM 驱动信号使U₁、U₂在相位上相差90°。L_ft1和L_ft2为补偿电感，C_ft1、C_ft2、C_t1、 C_t2为发射端两个通道的谐振电容，C_r1、C_r2为接收端两个通道的谐振电容，L_t1、L_t2、L_r1、L_r2分别为DQDD线圈的自感，R₁和R₂分别为两个传能通道的等 效电阻，ω为谐振角频率。

图16中U_t1、U_r1、U_t2和U_r2，如下式所示：

由全桥整流器的等效电阻可表示为：

由电阻分压易得R₁、R₂：

在原边侧，分别使L_t1与C_t1的串联等效自感与L_ft1的自感相等，使L_t2与 C_t2的串联等效自感与L_ft2的自感相等，同时分别使L_ft1与C_ft1，L_ft2与C_ft2谐 振，在副边侧，分别使L_r1与C_r1，L_r2与C_r2谐振，即：

对图16电路列写KVL方程，可得：

根据上式的谐振条件及U₁、U₂幅值相等相位上相差90°，可解得各个网孔 的电流：

从式(14)可得，若两个补偿电感L_ft2与L_ft1相等，I_t1与I_t2幅值相同且相位差 为90°。由逆变器的基波电压相量可表示为：

联立上式可以分别得到两个通道的输入和输出功率：

值得注意的是上式(16)中的L_ft2与L_ft1相等。由此可得总的输入输出功率 为：

当所提出的磁耦合机构发生其他方向偏移时(除上文所提方向)，这种情 况下磁耦合机构存在异侧的交叉耦合，系统中存在四对互感，即M_t1r1、M_t1r2、 M_t2r1和M_t2r2。此种情况下系统的基波等效电路如图17所示。

图17中的U_t11、U_t12、U_r11、U_r12、U_t21、U_t22、U_r21和U_r22如式(18)所示：

在存在交叉耦合时，由于始终使I_t1与I_t2保持幅值相等相位相差90°，实现 DQDD磁耦合机构在XOY水平面形成旋转磁场，来增强该磁耦合机构的抗偏 移能力，所以R₁、R₂表示为：

此时电路的谐振条件为：

式(20)中的A、B、C和D如下式(21)所示：

对图17电路列写KVL方程，可得：

根据上式的谐振条件及U₁、U₂幅值相等相位上相差90°，可解得各个网孔 的电流：

从上式可以看出，若两个补偿电感L_ft2与L_ft1相等，I_t1与I_t2幅值相同且相 位差为90°，可实现发射线圈激励电流恒定同时系统输出电压不受负载影响。 综上，无论存在不存在交叉耦合LCC/S补偿电路均能实现两发射线圈流过的电 流幅值相等相位相差90°的设计要求。

由L_ft2与L_ft1相等，联立上式可以分别得到两个通道的输入和输出功率：

上式(24)中的E和F如下式(25)所示：

由此可得总的输入输出功率为：

下面对在发射机构与接收机构正对齐时、只沿X或只沿Y方向偏移时， 即原副边线圈之间不存在交叉耦合的情况进行实验验证。若忽略偏移时线圈自 感的变化，用表3所示的电路参数和表4所示的耦合机构参数，搭建基于 DQDD线圈的WPT系统。控制芯片选用为TMS320F28335型DSP，开关管选 为SiHB33N60E，功率二极管选为IDW20G65C5，使用IT8817B电子负载的电 阻模式输出，使用RIGOL DS7054示波器进行录波和电流有效值测量。原副边线圈使用0.1×300股的利兹线绕制而成，原副边线圈匝数均为19匝。发射线圈 与接收线圈之间的距离为130mm。

表3系统实验电路参数

表4系统耦合机构参数

首先，图18(A)、(B)、(C)分别为原副边线圈正对、沿X偏移100mm、沿 Y偏移100mm时，逆变器的输出电压(u₁和u₂)、输出电流(i₁和i₂)、原边线圈 电流(i_t1和i_t2)、副边输出电压(u_o1和u_o2)和副边输出电流(i_r1和i_r2)。由图18(A)- (a)、(B)-(a)、(C)-(a)中的u₁、u₂、i₁和i₂的波形可以看出，软开关一直得到实 现；由图18(A)-(b)、(B)-(b)、(C)-(b)中i_t1和i_t2可以看出两发射线圈的电流相位 相差90°，幅值基本相等；图18(A)-(c)、(B)-(c)、(C)-(c)中u_o1、u_o2、i_r1和i_r2为 副边输出电压与电流。正对时输入功率为720W，输出功率为620W，系统效率 为86.1％；沿X方向偏移100mm时，输入功率为630W，输出功率为540W， 系统效率为85.7％；沿Y方向偏移100mm时，输入功率为670W，输出功率为 570W，系统效率为85.1％。

然后，为了验证DQDD磁耦合机构存在交叉耦合情况下的系统运行，本实 施例选取了一般错位情况(偏移量：△X＝100mm，△Y＝100mm，△θ＝15°)的进 行了实验验证。用表5所示的电路参数，搭建基于DQDD线圈的WPT系统。 由图19(a)中的u₁、u₂、i₁和i₂的波形可以看出，软开关一直得到实现；由图 19(b)中i_t1和i_t2可以看出两发射线圈的电流相位相差90°，幅值基本相等；图 19(c)中u_o1、u_o2、和i_r2为副边输出电压与电流。此时输入功率为630W，输出 功率为520W，系统效率为82.5％。

表5实验所取一般位置

最后，实验和仿真测得DQDD磁耦合机构在XOY水平面偏移的等效耦合 系数变化情况分别如图20、图21所示，在Z轴偏移实验和仿真所得结果对比 如图22所示，在Z轴偏转实验和仿真所得结果对比如图23所示。

实验测得等效耦合系数与仿真等效耦合系数的最大相对误差为10.97％，最 小相对误差为0.025％，由实验结果表明，DQDD磁耦合机构具有强抗偏移性 能。磁耦合机构整体尺寸为390mm×390mm×19mm，在△X＝±150mm和 △Y＝±150mm的XOY水平面始终保持耦合系数保持系数在40％以上；在△ Z＝110～210mm的垂向偏移范围内始终保持耦合系数保持系数在40％以上；由 DQDD磁耦合机构的高度对称可推测在△θ＝0～360°的垂向偏转范围内始终保持 耦合系数在98％以上。

综上，本实施例设计了一种具有强抗偏移性能的磁耦合机构，该磁耦合机 构可用于电动汽车无线充电领域，以满足电动汽车无线充电时充电区域大的需 求。同时，本实施例所提出的DQDD磁耦合机构经过优化后具有更优异的抗偏 移性能，分析了所提出的DQDD磁耦合机构在发生各种偏移情况下，系统互感 及等效耦合系数的变化情况；并针对所采用的双LCC/S补偿拓扑在不同耦合情 况下两能道的功率分配。在实验中实现了传输距离为130mm，输出功率均不低 于500W，传输效率不低于82.5％的WPT系统。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实 施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、 替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。